380/220V，100kVA UPS備用發(fā)電機組的功率調(diào)節(jié)器

在三相四線制電路中，當三相負載不平衡時，負載電流i_La、i_Lb、i_Lc中將包含零序分量，并且它們所含的零序分量是相等的，i_o=(i_La＋i_Lb＋i_Lc)。為了使機組的輸出電流三相對稱，最直接的辦法是把三個零序分量變成機組的三相對稱輸出電流。為此，將各相負載電流減去2i_o，使各相負載電流中的i_o由正變負，并把i_o的方程式引入到各相負載電流中。這樣利用圖4所示的運算電路，就可以將i_o分離出來，并變換成機組的輸出對稱電流。然后用各相的負載電流，減去相應(yīng)各相的機組輸出對稱電流，就可得到功率調(diào)節(jié)器的補償電流指令值。這樣，只須在電路中增加一個加法器和三個減法器就行了，電路的其它部分保持原樣不變。

功率調(diào)節(jié)器的補償電流發(fā)生電路，是由電壓型Delta PWM逆變器及其相應(yīng)的驅(qū)動電路和電流跟蹤控制電路組成。為了保證其有良好的補償電流跟蹤特性，必須將Delta逆變器直流側(cè)電容上的電壓控制為一個適當?shù)闹?，圖4中的IC₁和IC₂就起到這個作用。圖中U_dcr是U_dc的給定值，U_dc與U_dcr之差經(jīng)IC₁、IC₂后得到調(diào)節(jié)信號ΔU_dc，將它加到瞬時有功電流的直流信號g上，就能控制直流電壓U_dc為某一給定值。在本功率調(diào)節(jié)器中，是控制U_dc=750V。為了控制U_dc=750V，所以在圖3和圖4中加入了ΔU_dc反饋信號。

此外，在圖3和圖4中的低通濾波器電路如圖5所示。其傳遞函數(shù)為

H(S)=

這是一種三階切比雪夫模擬式低通濾波器，按照圖中給出的參數(shù)，其截止頻率為22Hz，誤差小于2.5％。

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圖 5 圖 3和 圖 4中 的 低 通 濾 波 器 電 路

3.3 不平衡負載時三相指令電流的檢出

我們以只有A相有負載R，B相和C相空載，且A相負載等于機組標稱額定功率時的，最嚴重不平衡負載的情況為例進行說明（見圖2）。

當只有A相有負載R，B相和C相空載時，則流過中線的電流3i_o=i_La。若將機組輸出電流i_sa，i_sb，i_sc補償成三相對稱電流時，則i_La中的用來對B相和C相進行補償。所以在各相的檢測電路中都將本相負載電流減去i_La作為運算電路的輸入電流，將得到的運算結(jié)果再被本相負載電流減去，就可以得到各相補償電流的指令信號。由圖4所示已知：

機組額定功率為100kVA；

i_La=I_msinωt，I_La=450A；

i_Lb=0，I_Lb=0；

i_Lc=0，I_Lc=0；

i_o=i_La，I_o==150A。

對于A相

輸入電流為i_La－i_La=I_msinωt－I_msinωt=I_msinωt，與u_sa=U_msinωt相乘后得

F_a=I_msinωtU_msinωt=I_mU_msin2ωt=I_mU_m(1－cos2ωt)

用低通濾波器濾掉二次諧波后只剩下g_a=I_mU_m，其中K為濾波器的放大系數(shù)。然后再與u_sa=U_msinωt相乘則得

i_Lap=I_mU_m·U_msinωt=I_mU_m²sinωt

令U_m²=1，則得

i_Lap=I_msinωt=i_sa

用i_La減去i_sa即可得到

=I_msinωt－I_msinωt=I_msinωt

對于B相

輸入電流為：i_Lb－i_La=0－I_msinωt=－I_msin_ωt，與u_sb=U_msin(ωt－120°)相乘后得

F_b=－I_msinωtU_msin(ωt－120°)=I_msin(ωt－180°)U_msin(ωt－120°)=－I_mU_m〔cos(2ωt－300°)－ cos(－60°)〕

用低通濾波器濾掉二次諧波后只剩下

g_b=－I_mU_m〔－cos(－60°)〕=I_mU_m，

其中K為濾波器的放大系數(shù)。然后再與u_sb=U_msin(ωt－120°)相乘則得

i_Lbp=I_mU_m·U_msin(ωt－120°)

令U_m²=1，則得

i_Lbp=I_msin(ωt－120°)=i_sb

用i_Lb減去i_sb即可得到

=0－I_msin(ωt－120°)=－I_msin(ωt－120°)

對于C相

輸入電流為i_Lc－i_La=0－I_msinωt=－I_msinωt，與u_sc=U_msin(ωt＋120°)相乘后得

F_c=－I_msinωtU_msin(ωt＋120°)=－I_mU_m〔cos(2ωt－60°)－cos(60°)〕

用低通濾波器濾掉二次諧波后只剩下

g_c=－I_mU_m〔－cos(60°)〕=I_mU_m，

其中K為濾波器的放大系數(shù)。然后再與u_sc=U_msin(ωt＋120°)相乘則得

i_Lcp=I_mU_m·U_msin(ωt＋120°)

令U_m²=1，則得

i_Lcp=I_msin(ωt＋120°)=i_sc

用i_Lc減去i_sc即可得到

=0－I_msin(ωt＋120°)=－I_msin(ωt＋120°)

由得到補償電流i_sac=I_msinωt

由得到補償電流i_sbc=－I_msin(ωt－120°)

由得到補償電流i_scc=－I_msin(ωt＋120°)

當I_sac=450A×=300A，I_sbc=－450A×=－150A，I_scc=－450A×=－150A。其關(guān)系如圖2及圖6所示。

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圖 6 單 相 負 載 時 補 償 電 流 的 向 量 圖

3.4 采用瞬時無功理論的指令電流運算電路

瞬時無功理論是由日本學者赤木泰文于1983年提出來的，其中包括p－q運算法、i_p－i_q運算法和d－q運算法。這里只介紹一種p－q運算法，其電路如圖7所示，圖中

C₃₂=；C_pq=

C₂₃=

但這種運算電路檢測法的電路較復雜，所用乘法器較多，調(diào)整困難，故未采用。

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圖 7 瞬 時 無 功 理 論p－q運 算 檢 測 電 路