高能效手機充電器的電源設計

　　在恒壓階段，輸出電壓通過開關(guān)控制進行調(diào)節(jié)，通過跳過開關(guān)周期得以維持。調(diào)節(jié)使能與禁止周期的比例能維持輸出電壓的穩(wěn)定，同時也可以使轉(zhuǎn)換器的效率在整個負載范圍內(nèi)得到優(yōu)化。在輕載(涓流充電)條件下，還可以降低電流限流點以減小變壓器磁通密度，降低音頻噪音和開關(guān)損耗。隨著負載電流的增大，電流限流點也將升高，跳過的周期也越來越少。

　　當不再跳過任何開關(guān)周期時(達到最大功率點)，LinkSwitch-II內(nèi)的控制器切換到恒流模式。當需要進一步提高負載電流時，輸出電壓將隨之下降。輸出電壓的下降反應到FB引腳電壓上，作為對FB引腳電壓下降的響應，開關(guān)頻率將線性下降，以實現(xiàn)恒流輸出。

　　采用AC市電輸入時，防火、可熔、繞線式電阻RF1提供故障保護，并限制啟動期間產(chǎn)生的浪涌電流。由L1、C1和C2組成的π型濾波器對整流電壓進行平滑，并衰減差模傳導EMI噪聲。

　　D5、R2、R3和C3組成RCD-R箝位電路，用于限制漏感引起的漏極電壓尖峰。電阻R3的值較大，用于避免漏感引起的漏極電壓波形振蕩，這樣可防止關(guān)斷期間的過度振蕩，從而降低傳導EMI。PI的變壓器E-shield技術(shù)將進一步降低EMI，該技術(shù)是在主繞組和磁芯之間添加一個繞組，用來屏蔽磁芯的電容耦合。此屏蔽繞組位于端接點4和T1的NC之間。

　　設計中可能具有最差制造容差的元件是變壓器。不過，在初級勵磁電感過高或過低時，轉(zhuǎn)換器將通過調(diào)節(jié)振蕩器頻率自動對此進行補償。由于這個控制器用于在非連續(xù)導通模式下工作，因此輸出功率與設定初級電感直接成正比，并可通過調(diào)節(jié)開關(guān)頻率對其容差進行完全補償。
　　二極管D7對次級進行整流，C7用來濾波。D7使用40V肖特基勢壘二極管，以便提供更高的效率。如果可以接受較低的效率，則可以使用1A PN結(jié)型二極管以降低成本。C6和R7用來限制D7上的瞬態(tài)電壓尖峰，并降低傳導及輻射EMI。本設計采用了很多EMI濾波和屏蔽措施，能以較大裕量輕松滿足EN55022 B級標準。

　　電阻R8和齊納二極管VR1形成輸出假負載，可以確?？蛰d時的輸出電壓處于可接受的限制范圍內(nèi)。集成的齊納二極管用于限制電池自放電，但如果沒有此要求，則可省去該元件。 反饋電阻R5和R6被用來設定最大工作頻率與恒壓階段的輸出電壓。

　　D6、R4和C5形成U1的可選偏置電源，這樣可以對U1進行低壓供電，從而使EPS的空載功耗達到30mW。如果省去這些元件，U1將從高壓初級側(cè)獲取電源，此時空載功耗最高將升至200mW，但仍符合能源之星EPS V2.0規(guī)范。如果不要求達到超低空載功耗，在可省去偏置電路，以進一步降低成本。

　　C4的作用是對U1進行去耦并控制輸出電纜補償功能。這種補償方式可以確保在恒壓模式下以及整個負載范圍內(nèi)向電纜末端提供恒壓輸出，但隨著轉(zhuǎn)換器負載從空載增大至峰值功率點(恒壓與恒流之間的切換點)，它將通過增大反饋引腳參考電壓對輸出電纜上的壓降進行補償?？刂破鲃t根據(jù)狀態(tài)調(diào)節(jié)器的輸出來決定輸出負載以及相應補償?shù)某潭取?

　　1μF的值對應對一條0.3 Ω、24 AWG USB輸出電纜的補償。(10 μF電容對0.49 Ω、26 AWG USB輸出電纜進行補償。)

　　圖2描述了25℃條件下對整個輸入電壓范圍內(nèi)的輸出電壓及電流的嚴格控制。圖2中所示的LinkSwitch-II的輸出容差是以P/G封裝在0℃至100℃的結(jié)溫度范圍內(nèi)指定的。

25℃條件下隨輸入電壓變化的典型CV/CC特性曲線。

　　LinkSwitch-II內(nèi)所集成的多項控制和保護功能化解了開關(guān)電源設計中常見的難題，并能確保在大批量生產(chǎn)中保持其性能的一致性。設計支持包括參考設計套件和應用支持，這些都可以在網(wǎng)站www.Powerint.com中找到。LinkSwitch-II為低功率外部電源在性能、效率和成本方面設立新基準。