基于TPS54310的SOC電源電路設計

1 TMS3320DM64xx系列SOC對電源的要求
TMS3320DM64xx系列SOC是應用于數(shù)字視頻的片上處理平臺，具有DSP與ARM雙核結構，需要內(nèi)核與I／0兩種電源，而內(nèi)核電源又分為CVDD(1．2V)和CVDDDSP(1．2V)，I／0電源分為DVDDl8(1．8V)，DVDDR2(1．8V)，DVDD33(3．3V)。由于通常TMS3320DM64xx用于嵌入式系統(tǒng)中，因而，電源電路設計不僅要考慮電壓的精度、穩(wěn)定度和外圍電路的復雜度等問題，還要考慮低功耗問題，另外根據(jù)設計工藝，為了保證芯片正常工作，在系統(tǒng)上電、關機及穩(wěn)壓操作時，對這幾種電源還有一定的排序要求，如果違反該要求，可能降低器件的性能或永久損壞器件。
圖1(a)、圖1(b)分別顯示的是內(nèi)核電源之間以及內(nèi)核電源與I／0電源之間的上電時序。內(nèi)核電源的上電時序依賴復位時選擇的DSP啟動模式：如果DSP初始化模式被配置為自啟動模式，要求兩個內(nèi)核電源同時上電；如果DSP被配置為主機啟動模式(即ARM啟動DSP)，要求兩個內(nèi)核電源分別上電，CVIDD優(yōu)先于CVDDDSP，而CVDDDSP必須在復位信號開啟(關閉)之前上電。如圖1(b)所示，I／O電源必須在CVDD電源上電后的100ns內(nèi)上電，各個I／O電源的上電順序沒有要求。

根據(jù)TMS3320DM64xx SOC的數(shù)據(jù)手冊，內(nèi)核電源的最大電流為767mA，而I／O電源的最大工作電流是102 mA，參考TI提供的相關方案分析得出，性能優(yōu)越的TPS543lx(x=0，l，2，3，4，5，6)系列DC／DC調(diào)節(jié)器符合系統(tǒng)設計要求，其中，TPS54310的輸出可調(diào)，而沒有內(nèi)部補償功能；其它芯片的輸出不可調(diào)，而具有內(nèi)部補償。盡管具有內(nèi)部補償?shù)男酒軌蚬?jié)約電路板空間并減少芯片總量，但由于多種型號芯片共存會引起調(diào)試難度的增大，故采用具有可調(diào)輸出特性的TPS54310以降低系統(tǒng)調(diào)試難度。

2 TPS54310特性分析
TPS54310是一款開關電源調(diào)節(jié)器，其功能原理圖如圖2所示，能夠實現(xiàn)低電壓輸入和高電流輸出(輸入電壓范圍為3～6V，輸出電壓在0．9~3．3V之間可調(diào)，輸出電流為3A)；內(nèi)部具有電壓誤差放大器，能夠提高瞬態(tài)響應條件下的工作性能；可以分別從內(nèi)部或外部設置慢啟動方式；其良好的電源輸出特性可用于處理器／邏輯復位、故障信號檢測和連續(xù)電源。
通過配置相應管腳或對內(nèi)部編程可以實現(xiàn)以下功能。

2．1 靈活控制器件的啟動／關斷特性
上電過程中，當輸入電壓不夠時，將內(nèi)部電路置于靜止狀態(tài)，器件不工作；輸入電壓開始等于并超出正常的起始門限(2．95V)時，激活內(nèi)部電路，控制器件開始工作。電壓穩(wěn)定后，當輸入電壓幅度再次降低到關閉門限(2．8V)時，器件停止工作。另外，由于內(nèi)部比較器的滯后作用和2．5μs上升與下降沿抗尖峰電路的存在，降低了由于混入輸入電壓內(nèi)的噪聲而引起器件瞬間關斷的可能性。
2．2 自定義啟動時間
通過在SS／ENA(慢啟動／芯片使能)管腳和AGND(模擬地)管腳之間加一個小電容(Css)能夠達到延長啟動時間的目的，延遲時間的計算公式為

2．3 設定轉換頻率
轉換頻率可以被設定為固定的350kHz或550kHz內(nèi)部振蕩器頻率，也可以被設定為可調(diào)的280kHz～700kHz。振蕩頻率的設定由SYNC和RT管腳共同決定，當SYNC懸空或接地，而RT懸空時，轉換頻率為350kHz；當SYNC接入大于2．5V的電壓，而RT懸空時，轉換頻率為550kHz；當SYNC懸空，而RT與地之間接入68k到180k之間的電阻時，轉換頻率為可調(diào)的280kHz～700kHz。
轉換頻率的計算公式為

式中：Fsw為轉換頻率；
R為端接在RT引腳上的電阻值。
2．4 過電流保護
判斷電流流向，當電流從VIN流向PH時，啟動高端場效應管和差分放大器，器件能夠感知流經(jīng)高端場效應管和差分放大器的電流，并將之與過電流門限進行比較，限流操作在每開關周期內(nèi)進行。當達到限流門限時，高端場效應管會在200ns時間內(nèi)關斷，在吸收電流過量時，由熱關斷電路進行負載保護。
2．5 熱關斷
當溫度超出150℃時，使用熱關斷電路關閉內(nèi)部場效應管的電源，當溫度低于熱關斷觸發(fā)點10℃時，器件停止關斷狀態(tài)，并在慢啟動電路的控制下重新開始工作。

3 基于TPS54310的SOC電源電路設計
參考SWIFT De signer軟件，設計了基于TPS54310的TMS3320DM64xX SOC的三種電源電路，以3．3V I/O電源電路為例(參見圖3)，其主要步驟如下。

3．1 選擇轉換頻率
由前節(jié)的特性分析可知，轉換頻率分為固定和可調(diào)兩種。由于SYNC設置的固定頻率誤差為20％，不符合SOC系統(tǒng)的高精度要求，因而選用頻率可調(diào)的方式。
3．2 選擇輸入電容
TPS54310的輸入端需要一個去耦電容(圖3中的C9)和一個大電容(圖3中的C1)。去耦電容用于降低器件輸入端的高頻噪聲，選擇陶瓷電容并盡量使之與芯片靠近放置以保證完全起作用；大電容用于降低輸入總線的電壓波動，如果選擇的去耦電容足夠大(10μF以上)，能夠進行足夠的濾波，則大電容可以省略。決定是否需要大電容的因素有：
(1)系統(tǒng)輸入電源允許的最大波動值(Vrip)，為保證正常工作，Vrip卻應該低于300mVpp，根據(jù)式(3)有

式中：Vin為沒有大電容時的實際最大的峰峰波動電壓值；
IOUT(MAX)為最大的直流負載電流；
fsw為選擇的轉換頻率，如果Vin值大于Vrip的值，則需要大電容。
(2)如果加了一個大電容，該電容能夠降低在高端場效應管啟動時間內(nèi)產(chǎn)生的電流脈沖所帶來的輸入電壓的變化，而流經(jīng)大電容的匹配電阻(ESR)的電壓也會帶來波動，因而要求使用大電容和小匹配電阻。
3．3 選擇輸出濾波器組件
輸出濾波器組件包括輸出電感(圖3中的L1)和輸出電容(圖3中的C2)。選擇輸出電容需要考慮三個因素：直流額定電壓、額定的波動電流和最大的輸出波動電壓，其直流額定電壓至少大于輸出電壓的10％。
3．4 選擇補償組件
如圖3所示，C7、R3、C6和R5、R1、C8共同構成電路補償回路網(wǎng)絡。當設計補償時，需要考慮很多因素，首先，根據(jù)式(4)檢測補償?shù)恼`差放大器允許的最大帶寬，設計時應該使實際的帶寬小于FRW。

然后，根據(jù)式(5)計算所需的的回路交叉頻率FCO，F(xiàn)BW的值由式(4)得出。

式中：FCO為所需的回路交叉頻率；
LOUT為選擇的輸出電感。
最后計算R2，C7、R3、C6和R5、R1、C8的值。首先選擇R1和R2的值，這兩個電阻值決定了輸出電壓的值，因而必須是0．1％精度電阻。R1的范圍在10kΩ到50kΩ之間，然后根據(jù)式(6)計算出指定輸出的電壓值，再確定R2的值。然后利用式(7)一式(11)選擇C7、R3、C6和R5、C8的值。

3．5 選擇慢啟動時間
由式(1)可知，在SS／ENA管腳上連接的電容使啟動延遲了16ms。
如圖3所示，Vin為輸入端，Vo為輸出端；R2用于決定輸出電壓的值；100μF的C1和47μF的C9共同構成了輸入信號的去耦合器；C7、R3、C6和R5、R1、C8共同構成電路補償回路網(wǎng)絡；L1和C2作為輸出信號的濾波器；RT引腳接了一個178kΩ的電阻而SYNC懸空，即內(nèi)部的轉換頻率在280kHz到700kHz之間可調(diào)，由式(2)可得，

另外，在實際設計中，為了保證輸入信號的噪聲盡可能小，還應該在電源與輸入引腳之間連接一個LC濾波器。
對芯片的輸出特性進行了軟件仿真分析，如圖4所示，當設定輸入電壓為5V，輸出電壓為3．3V，轉換頻率為280kHz時，其實際輸出電壓在3．191V到3．358V之間，最大誤差為3．3％，具有較高的精度和穩(wěn)定度；輸出電流為3A，具有較強的驅動能力；實際的轉換頻率在252kHz到300kHz之間，滿足系統(tǒng)對電源響應速度的要求；功耗與效率相關，效率越高，在負載功耗一定的情況下，系統(tǒng)總功耗就越低，芯片的最低效率達到91％，完全滿足系統(tǒng)的低功耗要求。由上述分析可知，該電路工作性能良好。

1．2V電源電路和1．8VI／O電路的產(chǎn)生方法與上述方法相同。通過核電源與I／O電源產(chǎn)生電路之間加入延遲電路來保證上電時序的正確性。圖5顯示的就是以TPS54310為基本核心的多組電路TMS320DM64xx電源的原理圖。

4 結語
以高性能DC／DC調(diào)節(jié)器TPS54310為核心設計的TMS320DM64xx SOC電源電路，能夠提供穩(wěn)定精準的核電壓和I／O電壓，外部附加簡單的延時電路可以保證正確的上電時序，能夠為SOC系統(tǒng)建立可靠的電源電路，正確實現(xiàn)SOC系統(tǒng)的功能。