一種驅(qū)動(dòng)電源中減小LED電流畸變的方法

　　發(fā)現(xiàn)由于直流側(cè)電容電壓的平均值不變，占空比中的直流成分不隨負(fù)載發(fā)生變化;隨著負(fù)載的增加，電容的紋波增大，所需占空比的低頻成分會(huì)快速增加，這樣會(huì)使得線性電流調(diào)節(jié)器不足以提供這部分低頻成分，只能通過(guò)增大電流跟蹤的穩(wěn)態(tài)誤差來(lái)補(bǔ)償這些低頻成分，最終導(dǎo)致LED 的輸出電流畸變。如果負(fù)載Po=Pmax，那么做出滿載情況下不同電容容值下占空比各次諧波幅值的變化情況，如圖7 所示。在負(fù)載和直流側(cè)電容電壓恒定的情況下，隨著電容的減小，占空比低頻分量迅速增大，因此可以考慮根據(jù)占空比的表達(dá)式設(shè)計(jì)非線性的控制器，在不影響系統(tǒng)穩(wěn)定性的前提下，達(dá)到雙向變換器正弦電流基準(zhǔn)的無(wú)差跟蹤，降低占空比非線性對(duì)LED 輸出電流的影響。

　　3.2 改進(jìn)型控制策略的實(shí)現(xiàn)

　　變占空比控制的思想已經(jīng)應(yīng)用于高功率因數(shù)的DCM PFC 變換器[15]，將此方法應(yīng)用于雙向變器的控制電路中。觀察式(15)，如果在工頻周期內(nèi)，使雙向變換器開(kāi)關(guān)管Q1 的占空比按照理論值變化，將會(huì)使雙向變換器直流側(cè)電容電壓按照理論形式變化，那么輸入電流也會(huì)以兩倍輸入頻率的交流基準(zhǔn)變化。由于雙向變換器開(kāi)關(guān)管Q1 和Q2 是互補(bǔ)導(dǎo)通的，那么為了實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，這里選擇控制開(kāi)關(guān)管Q2，由式(15)可以得到其占空比d'為：

　　4.仿真驗(yàn)證

　　為了驗(yàn)證改進(jìn)型控制策略可以減小雙向變換器電流跟蹤的穩(wěn)態(tài)誤差，減小LED驅(qū)動(dòng)電流的畸變，用Saber軟件搭建了一個(gè)采用改進(jìn)型控制策略的無(wú)頻閃無(wú)電解電容AC-DC LED驅(qū)動(dòng)電源。其主要參數(shù)如下：交流輸入電壓為220 VAC/50Hz，滿載輸出平均電流Io=0.7A，輸出電壓Vo=48V，雙向變換器電感為1.4mH，直流側(cè)電容為4.7μF，其電壓的平均值為150V，鋸齒波幅值Vm=3V。圖9和圖10分別給出了滿載和半載情況下濾除高頻分量的副邊電流、雙向變換器的電感電流、LED輸出電流和儲(chǔ)能電容電壓的仿真波形?？梢园l(fā)現(xiàn)滿載輸出電流的峰峰值為110mA，是平均值700mA的15.7%;半載時(shí)輸出電流的峰峰值為22mA是平均值350mA的6.3%，LED輸出電流畸變程度較大。

　　圖11和圖12分別給出了采用改進(jìn)型控制策略時(shí)滿載和半載下的仿真波形，此時(shí)滿載情況下輸出電流的峰峰值為13mA，是平均值的1.9%;半載情況下輸出電流的峰峰值為7mA，是平均值的2.0%。圖13和圖14分別給出了改進(jìn)前后滿載和半載輸出電流的頻譜，可以發(fā)現(xiàn)采用改進(jìn)型的控制策略可以大大減小LED驅(qū)動(dòng)電流中的低頻分量，抑制LED輸出電流的畸變，仿真結(jié)果驗(yàn)證了此方法的正確性和有效性。

　　5.結(jié)論

　　本文對(duì)無(wú)頻閃無(wú)電解電容AC-DC LED 驅(qū)動(dòng)電源中的Buck/Boost 型雙向變換器進(jìn)行了穩(wěn)態(tài)分析，分析了直流側(cè)電容電壓紋波造成的雙向變換器非線性問(wèn)題，為了減小雙向變換器輸入電流對(duì)兩倍工頻交流電流基準(zhǔn)的跟蹤誤差，提出了一種改進(jìn)型變占空比的非線性控制策略，改善了原先LED 驅(qū)動(dòng)電流畸變的問(wèn)題。