一種采用線補償技術(shù)的原邊反饋AC／DC控制器

摘要：基于1 μm 40V BCD工藝，使用Cadence軟件對原邊反饋AC／DC控制器進行仿真和分析。線補償技術(shù)可以使原邊反饋AC／DC電路獲得很好的負載調(diào)整率，抵消電感上所消耗的電壓和整流二極管上的壓降，使輸出達到的最佳值。在輸入加220 V交流電壓時，輸出結(jié)果最大值為5．09 V，最小值為5 V，最大負栽調(diào)整率為9．609％。
關(guān)鍵詞：原邊反饋；交流／直流；線補償；負載調(diào)整率

任何電子產(chǎn)品都離不開電源，電源設(shè)計的好壞直接決定電子產(chǎn)品的性能和壽命，AC／DC在電源設(shè)計領(lǐng)域應(yīng)用廣泛。AG／DC電路結(jié)構(gòu)主要有隔離式AC／DC結(jié)構(gòu)和原邊反饋AC／DC結(jié)構(gòu)。隔離式AC／DC結(jié)構(gòu)中，由于加入了光電耦合元件使整體電路變得復(fù)雜，并且電路對光電耦合器件要求高進而增加了電路設(shè)計成本。在此基礎(chǔ)上發(fā)展的原邊反饋AC／DC電路省去光電耦合器件，簡化電路結(jié)構(gòu)進一步降低電路成本，由于去掉了光電耦合器件，會大大降低輸出電壓的精度，故需要在電路中加入線補償技術(shù)。文中以輸入交流電壓為220 V，輸出電壓為5 V的原邊反饋AC／DC芯片為基礎(chǔ)，給出一種能夠提高輸出精度的線補償技術(shù)。
文中第1部分首先介紹了原邊反饋AC／DC轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)。第2部分析了造成AC／DC電路輸出不精確的原因，給出了采用線補償技術(shù)提高輸出精確度的原理和實現(xiàn)方法。在論文的最后給出了仿真結(jié)果和結(jié)論。

1 原邊反饋AC／DC控制器介紹
原邊反饋AC／DC控制器去掉了光電耦合器件，其電路如圖1所示，首先輸入的交流電壓經(jīng)過電橋整流后給電容C1充電，提供芯片所需的正常工作電壓，當電容C1和電阻R1選取不合理時，電容上的電壓將不能保證芯片正常工作，電路不能正常上電，這里一般電阻R1會設(shè)計在十兆歐以上。當芯片正常工作后，BASE產(chǎn)生控制信號，在功率管導通時初級線圈Np通過感應(yīng)把能量傳給次級線圈Ns，使Ns儲存能量，這時負載由電容Co提供能量，峰值電流Ipeak由公式(1)給出

Lp為Np的電感量。如圖2所示Ton為開關(guān)導通時間，CS檢測初級線圈峰值電流，當達到峰值電流值時，功率管斷開，初級線圈Np中電流為零，次級線圈Ns反向釋放能量，整流二極管導通，給負載提供能量，同時對電容Co充電。這時輔助線圈Naux通過感應(yīng)檢測輸出電壓，與內(nèi)部基準比較，控制下一次BASE經(jīng)過多長時間提供使功率管導通的信號。輔助線圈反饋回來的電壓也會給C1電容充電，保證芯片正常工作。其中Vaux可由公式(2)導出

其中Naux／Ns為變壓器輔助線圈與次級線圈的線圈匝數(shù)比；Vo為輸出電壓；△V為次級端整流二極管的正向?qū)▔航怠?/p>

采樣VAUX點的選擇如圖2所示，選擇在PWM關(guān)斷，線圈去磁結(jié)束后，在這樣采樣時間點，輸出電壓與輔助繞組具有很好的線性關(guān)系。在采樣點時刻有公式(2)可以近似表示為公式(3)：

在理想情況下，只要采樣此點的輔助線圈的電壓，并與精確的參考電壓比較形成反饋控制Base信號，就可以得到穩(wěn)定輸出電壓Vo。

2 線補償電路
理想情況下，VFB的大小由公式(4)所示

實際上由于輔助線圈不是完全理想的，存在內(nèi)阻，輔助線圈的等效電路如圖3所示，這使VFB與公式(4)不相符。則有實際VFB的大小由公式(5)表示

其中Ro為輔助線圈的內(nèi)阻。由于這個內(nèi)阻的存在，使得VFB'VFB，造成采樣不準確，進而導致輸出偏離所要求的值。所以需要內(nèi)部芯片提供一個補償電路，使VFE'更接近VFB，使輸出電壓在沒有其他外部器件的情況下更準確。

如圖4所示文中設(shè)計的線補償電路由芯片內(nèi)部數(shù)字時鐘分頻電路，開關(guān)控制電路和精密電流源構(gòu)成。

其中Icomp_cable通過采樣點時刻控制開關(guān)對FB端進行補償，其補償率V／Vout的表達式如圖公式(6)給出，其中Icomp_cable為芯片內(nèi)部補償?shù)碾娏鳌?br />
數(shù)字時鐘分頻電路如圖5所示，OSC為內(nèi)部振蕩器信號，當功率關(guān)斷時，分頻器開始計數(shù)，分頻器為12分頻，最大周期為4 096倍Tosc。功率管關(guān)斷的時間越長，分頻器分出的頻率越多；當功率管導通時，分頻器輸出數(shù)據(jù)存到寄存器中，經(jīng)過譯碼后，控制電流源。由于關(guān)斷的時間越長，負載放電時間也隨之越長，電壓降就越大，這就需要一個大的補償電流，所以上一次關(guān)斷的時間越長，對本次的補償電流就越大。

恒流源控制電路如圖6所示，其中或非門控制PMOS管，三輸入或門控制NMOS管，它們通過控制MOS管開關(guān)，來控制恒流源電路?？梢钥闯龇诸l輸出越高，控制恒流源的開關(guān)開的就越多。

恒流源電路如圖7所示，其中圖中表示的是部分恒流源電路，圖6控制電路的輸出控制圖7中的控制管，CS電流信號控制給FB反饋端的補償。

Ibias電流源由圖8的帶隙基準電路產(chǎn)生，其中Vref的大小由公式(7)給出，而Ibias大小由公式(8)推出：


3 仿真結(jié)果
線補償電路仿真如圖9所示，其中補償電流隨開關(guān)控制時間的增加而上升。當開關(guān)時間最長時，其最大補償電流為40．89μA。最大補償率由公式(6)可得9．609％。圖10為加線補償電路時仿真結(jié)果，穩(wěn)壓后輸出的范圍為5～5．09 V，電路的輸出紋波變小。

4 結(jié)論
線補償技術(shù)可以在不增加外部元器件的基礎(chǔ)上提原邊反饋AC／DC輸出電壓精度。文中給出的線補償電路的最大補償率是9．609％。由原邊反饋AC／DC整體電路的仿真結(jié)果可以降低輸出紋波，大幅提高電路的輸出電壓精度。