LPC21xx CAN 波特率計算

在做技術支持的時候，經常接到這樣的客戶電話，“在使用開發(fā)板上的CAN通信時，VPB時鐘為和光盤例程里的不一樣，CAN波特率怎么設置？我們希望用到的CAN波特率有5K、10K、50K、500K、1000K等”。CAN波特率設置不正確將導致CAN無法通信，于是，就波特率計算的方法我寫了這篇文章，以后再有客戶問這類問題，便可以直接把這篇文章發(fā)給客戶。
CAN波特率的計算公式如下：



其中tcan是CAN系統(tǒng)時鐘的一個周期，tbit是一個CAN位周期。

以VPB時鐘Fpclk=24MHz，選擇采樣點位置在85%左右為佳，即使TESG1/(TESG1+TESG2)在85%左右，2BPS_1000K 0x140002
BPS_800K 0x160002
BPS_500K 0x1C0002
BPS_250K 0x1C0005
BPS_125K 0x1C000B
BPS_100K 0x1C000E
BPS_50K 0x1C001D
BPS_20K 0x1C004A
BPS_10K 0x1C0095

現(xiàn)在以500Kbps為例，首先得到(3 + TESG1 + TESG2) *（BRP+1）= 48, 滿足TESG1 /(TESG1 + TESG2)在85%左右，2


第一組采樣點在88%左右，第二組采樣點在84%左右，所以我們取第二組，得到TESG1=11，TESG2=2，BRP=2，代入得到CANnBTR寄存器值為0x1C0002。
對于另一個常用的Fpclk=11.0592MHz，同樣可以得出相應CANnBTR寄存器值，在此給出部分值，您可以根據(jù)自己的需要計算對應的值。
500k 0x170001
250k 0x170003
125k0x170007
100k 0x170009
50k 0x1700013
20k 0x170031
10k 0x170064
5k 0x1700c8

當VPB時鐘為4*11059200Hz時，常用波特率與總線時序器對照表（周立功給的，11059200kHz的波特率都是近似的，有誤差）BPS = (SAM << 23)|(TSEG2 << 20)|(TSEG1 << 16)|(SJW << 14)| BRP
#define BPS_5K (1 << 23)|(1 << 20)|(6 << 16)|(0 << 14)| 879
#define BPS_10K (1 << 23)|(1 << 20)|(6 << 16)|(0 << 14)| 439
#define BPS_20K (1 << 23)|(1 << 20)|(6 << 16)|(0 << 14)| 219
#define BPS_40K (1 << 23)|(1 << 20)|(6 << 16)|(0 << 14)| 109
#define BPS_50K (1 << 23)|(1 << 20)|(6 << 16)|(0 << 14)| 87
#define BPS_80K (1 << 23)|(1 << 20)|(4 << 16)|(0 << 14)| 68
#define BPS_100K (1 << 23)|(1 << 20)|(6 << 16)|(0 << 14)| 43
#define BPS_125K (0 << 23)|(1 << 20)|(4 << 16)|(0 << 14)| 43
#define BPS_200K (0 << 23)|(1 << 20)|(6 << 16)|(0 << 14)| 21
#define BPS_250K (0 << 23)|(1 << 20)|(4 << 16)|(0 << 14)| 21
#define BPS_400K (0 << 23)|(1 << 20)|(6 << 16)|(0 << 14)| 10
#define BPS_500K (0 << 23)|(1 << 20)|(4 << 16)|(0 << 14)| 10
#define BPS_666K (0 << 23)|(1 << 20)|(2 << 16)|(0 << 14)| 10
#define BPS_800K (0 << 23)|(1 << 20)|(1 << 16)|(0 << 14)| 10
#define BPS_1000K (0 << 23)|(1 << 20)|(1 << 16)|(0 << 14)| 8
以下是我自己推導的（僅供參考）
CANBTR(0xE00xx014)

31	30	29	28	27	26	25	24	23	22	21	20	19	18	17	16	15	14	13	12	11	10	9	8	7	6	5	4	3	2	1	0
0	0	0	0	0	0	0	0	SAM	TSEG2			TSEG1				SJW		0	0	0	0	BRP

波特率BPS= 上面計算公式

SAM 0：125K及以上波特率
1：100K及以下波特率

Can控制器器只需要進行少量的設置就可以進行通信,就可以像RS232/48那樣使用。
其中較難設置的部分就是通信波特率的計算。CAN總線能夠在一定的范圍內容忍總線上CAN節(jié)點的通信波特率的偏差，這種機能使得CAN總線有很強的容錯性，同時也降低了對每個節(jié)點的振蕩器精度。
實際上，CAN總線的波特率是一個范圍。假設定義的波特率是250KB/S，但是實際上根據(jù)對寄存器的設置，實際的波特率可能為200~300KB/S（具體值取決于寄存器的設置）。
簡單介紹一個波特率的計算，在CAN的底層協(xié)議里將CAN數(shù)據(jù)的每一位時間(TBit）分為許多的時間段(Tscl)，這些時間段包括：
A． 位同步時間(Tsync)
B． 時間段1(Tseg1)
C． 時間段2(Tseg2)
其中位同步時間占用1個Tscl；時間段2占用(Tseg1+1)個Tscl；時間段2占用(Tseg2+1)個Tscl,所以CAN控制器的位時間(TBit)就是：
TBit=Tseg1+Tseg2+Tsync=(TSEG1+TSEG2+3）*Tscl，
那么CAN的波特率(CANbps)就是1/TBit。
但是這樣計算出的值是一個理論值。在實際的網(wǎng)絡通信中由于存在傳輸?shù)难訒r、不同節(jié)點的晶體的誤差等因素，使得網(wǎng)絡CAN的波特率的計算變得復雜起來。CAN在技術上便引入了重同步的概念，以更好的解決這些問題。這樣重同步帶來的結果就是要么時間段1(Tseg1)增加TSJW（同步跳轉寬度SJW+1），要么時間段減少TSJW，因此CAN的波特率實際上有一個范圍：
1/(Tbit+Tsjw) ≤CANbps≤1/(Tbit-Tsjw)
CAN有波特率的值四以下幾個元素決定：
A． 最小時間段Tscl；
B． 時間段1 TSEG1；
C． 時間段2 TSEG2；
D． 同步跳轉寬度 SJW
那么Tscl又是怎么計算的呢？這是總線時序寄存器中的預分頻寄存器BRP派上了用場，Tscl＝（BRP+1）/FVBP。FVBP為微處理器的外設時鐘Fpclk。
而TSEG1與TSEG2又是怎么劃分的呢？TSEG1與TSEG2的長度決定了CAN數(shù)據(jù)的采樣點，這種方式允許寬范圍的數(shù)據(jù)傳輸延遲和晶體的誤差。其中TSEG1用來調整數(shù)據(jù)傳輸延遲時間造成的誤差，而TSEG2則用來調整不同點節(jié)點晶體頻率的誤差。但是他們由于過于靈活，而使初次接觸CAN的人有點無所適從。TSEG1與TSEG2的是分大體遵循以下規(guī)則： Tseg2≥Tscl2，Tseg2≥2TSJW，Tseg1≥Tseg2
總的來說，對于CAN的波特率計算問題，把握一個大的方向就行了，其計算公式可以規(guī)結為：
BitRate = Fpclk/( (BRP+1) * ((Tseg1+1)+(Tseg2+1)+1)


關于CAN的波特率的計算，在數(shù)據(jù)手冊上已經有很詳細的說明。在此，簡要的把計算方法給出來：

Tcsc :bit位每一編碼的時間長度，每bit可以配置為8~25位編碼，常設為16 。

Tcsc=1/波特率/編碼長度 ；按上面計算 Tcsc="1/1MHz/16"=62.5ns (取63) 。

BRP = (Tcsc x MCK) - 1=6.3-1 (可以取 5)

各種延遲（Tprs ：）

Delay of the bus driver: 50 ns

Delay of the receiver: 30ns

Delay of the bus line (20m): 110ns

Tprs = 2 * (50+30+110) ns = 380 ns

PROPAG= 380 ns/ Tcsc-1 =6.08Tcsc-1 (可取 6)

Tphs1 + Tphs2 = bit time - Tcsc - Tprs = (16 - 1 - 7)Tcsc= 8

常取 Tphs1 = Tphs2 ，所以 Tphs1 = Tphs2 =4 ；

Tsjw = Min(4 Tcsc,Tphs1) = 4 Tcsc （From 1 to Tphs1 ）

SJW = Tsjw/Tcsc - 1 = 3 ;

現(xiàn)在CAN_BR 中的各個參數(shù)就都有了（BRP=5 ；SJW=3；PROPAG=6；PHASE1=PHASE=4）,填進去就應該OK了 。

假設我們先不考慮BTR0中的SJW位和BTR1中的SAM位。那么，BTR0和BTR1就是2個分頻系數(shù)寄存器；它們的乘積是一個擴展的分頻系數(shù)。即：

BTR0×BTR1＝F_BASE／Fbps （1）
其中：
內部頻率基準源F_BASE = Fclk／2，即外部晶振頻率Fclk的2分頻。注意任何應用中，當利用外部晶振作為基準源的時候，都是先經過2分頻整形的。
（1）式中，當晶振為16M時，F(xiàn)_BASE＝8000K
當晶振為12M時，F(xiàn)_BASE＝6000K
Fbps就是我們所希望得到的CAN總線頻率。單位為K。
設（1）式中BTR0＝m，BTR1＝n，外部晶振16M，則有：

n ＝8000／ Fbps （2）

這樣，當Fbps取我們希望的值時，就會得到一個m * n的組合值。當n選定，m值也唯一。
n值CAN規(guī)范中規(guī)定8～25。（也就是BTR1的值）基本原則為：Fbps值越高時，選取n（通過設置BTR1）值越大。其原因不難理解。
我假定一般應用中選取n＝10，也就是：
同步段＋相位緩沖段1＋相位緩沖段2 ＝1＋5＋4
則(2)式簡化為
m＝800／Fbps

m的最大設置值為64，SJA1000最大分頻系數(shù)m*n＝64x25＝1600。因此標準算法中通常以16M晶振為例。其實有了公式（1），任何晶振值（6M～24M）都很容易計算。
SAM的確定：低頻時，選SAM＝1，即采樣3次。高頻100K以上時，取SAM＝0，即采樣1次。
SJA重同步跳寬選取: 與數(shù)字鎖相環(huán)技術有關。n值選得大時，SJA可以選得大，即一次可以修正多個脈沖份額Tscl。n值小或頻率低時，選SJA＝1。即BTR0.7和BTR0.6都設為0。