傳導式EMI的測量技術解析

　　傳導發(fā)射（conducted Emission）是指部分的電磁（射頻）能量透過外部纜線（cable）、電源線形成傳導波發(fā)射出去。本文介紹經(jīng)由電源線的傳導發(fā)射。 差模和共模噪聲 「傳導式EMI」可以分成兩類：差模（Differential mode；DM）和共模（Common mode；CM）。差模也稱作「對稱模式（symmetric mode）」或「正常模式（normal mode）」；而共模也稱作「不對稱模式（asymmetric mode）」或「接地泄漏模式（ground leakage mode）」。

　　由EMI產(chǎn)生的噪聲也分成兩類：差模噪聲和共模噪聲。簡而言之，差模噪聲是當兩條電源供應線路的電流方向互為相反時發(fā)生的，如圖1（a）所示。而共模噪聲是當所有的電源供應線路的電流方向相同時發(fā)生的，如圖1（b）所示。一般而言，差模訊號通常是我們所要的，因為它能承載有用的數(shù)據(jù)或訊號；而共模訊號（噪聲）是我們不要的副作用或是差模電路的‘副產(chǎn)品’，它正是EMC的最大難題。

　　從圖一中，可以清楚發(fā)現(xiàn)，共模噪聲的發(fā)生大多數(shù)是因為雜散電容（stray capacitor）的不當接地所造成的。這也是為何共模也稱作‘接地泄漏模式’的原因。

　　在圖二中，DM噪聲源是透過L和N對偶線，來推挽（push and pull）電流Idm。因為有DM噪聲源的存在，所以沒有電流通過接地線路。噪聲的電流方向是根據(jù)交流電的周期而變化的。

　　電源供應電路所提供的基本的交流工作電流，在本質(zhì)上也是差模的。因為它流進L或N線路，并透過L或N線路離開。不過，在圖二中的差模電流并沒有包含這個電流。這是因為工作電流雖然是差模的，但它不是噪聲。另一方面，對一個電流源（訊號源）而言，若它的基本頻率是電源頻率（line frequency）的兩倍----100或120Hz，它實質(zhì)上仍是屬于直流的，而且不是噪聲；即使它的諧波頻率，超過了標準的傳導式EMI之限制范圍（150 kHz to 30 MHz）。然而，必須注意的是，工作電流仍然保留有直流偏壓的能量，此偏壓是提供給濾波抗流線圈（filter choke）使用，因此這會嚴重影響EMI濾波器的效能。這時，當使用外部的電流探針來量測數(shù)據(jù)時，很可能因此造成測量誤差。

　　CM噪聲源有接地，而且L和N線路具有相同的阻抗Z。因此，它驅(qū)動相同大小的電路通過L和N線路。不過，這是假設兩者的阻抗大小相等?？梢郧宄赜^察出，假使雙方的阻抗不均衡（unbalanced），‘不對稱’的共模電流將分布在L和N線路上。這似乎是用詞不當或與原定義不符，因為CM本來又稱作 ‘不對稱模式’。為了避免混淆，此時的模式應該稱作‘非對稱（nonsymmetric）模式’，好和‘不對稱模式’做區(qū)分。在大多數(shù)的電源供應電路中，在這個模式下所發(fā)出的EMI是最多的。

　　利用不等值的負載或線路阻抗，就能夠有效地將CM電流轉(zhuǎn)換成一部分是CM電流，另一部分是DM電流。例如：一個DC-DC轉(zhuǎn)換器（converter）供應電源給一個次系統(tǒng)，此次系統(tǒng)具有不等值（不均衡）的阻抗。而且在DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸出端存在著尚未被察覺的共模噪聲，它變成一個非常真實的（差動）輸入電壓漣波，并施加給次系統(tǒng)。沒有次系統(tǒng)內(nèi)建的「共模拒斥率（common mode rejection ratio；CMRR）」可以參考，因為此噪聲不完全是共模的。到最后，此次系統(tǒng)可能會發(fā)生錯誤。所以，在產(chǎn)生共模電流時，就要馬上降低它的大小，這是非常重要的，是首要工作。使阻抗均衡則是次要工作。此外，由于共模和差模的特性，共模電流的頻率會比差模的頻率大。因此，共模電流會產(chǎn)生很大的射頻輻射。而且，會和鄰近的組件和電路發(fā)生電感性與電容性的耦合。通常，一個5uA的共模電流在一個1m長的導線中，所產(chǎn)生的射頻輻射量會超過FCC所規(guī)范的B類限定值。FCC的A類規(guī)范限制共模電流最多只能有15uA。此外，最短的交流電源線，依照標準規(guī)定是1m，所以電源線的長度不能比1m短。

　　在一個真實的電源供應電路里，差模噪聲噪聲源很像是一個電壓源。而共模噪聲源的行為卻比較像是一個電流源，這使得共模噪聲更難被消除。它和所有的電流源一樣，需要有一個流動路徑存在。因為它的路徑包含外殼（chassis），所以外殼可能會變成一個大型的高頻天線。 返回路徑 對噪聲電流而言，真正的返回路徑是什么呢？ 實體的電氣路徑之間的距離，最好是越大越好。因為如果沒有EMI濾波器存在的話，部分的噪聲電流將會透過散布于各地的各種寄生性電容返回。其余部分將透過無線的方式返回，這就是輻射；由此產(chǎn)生的電磁場會影響相鄰的導體，在這些導體內(nèi)產(chǎn)生極小的電流。最后，這些極小的返回電流在電源供應輸入端的總和會一直維持零值，因此不會違反【Kirchhoff定律】——在一封閉電路中，過一節(jié)點的電流量之代數(shù)和為零。

　　利用簡單的數(shù)學公式，就可以將于L和N線路上所測得的電流，區(qū)分為CM電流和DM電流。但是為了避免發(fā)生代數(shù)計算的錯誤，必須先對電流的「正方向」做一定義?？梢约僭O若電流由右至左流動，就是正方向，反之則為負方向。此外，必須記住的是：一個電流I若在任一線路中往一個方向流動時，這是等同于I往另一個方向流動的（Kirchhoff定律）。

　　例如：假設在一條線路（L或N）上，測得一個由右至左流動的電流2μA。并在另一條線路上，測得一個由左至右流動的電流5μA。CM電流和DM電流是多少呢？就CM電路而言，假設它的E連接到一個大型的金屬接地平面，因此無法測量出流過E的電流值（如果可以測得，那將是簡單的Icm）。這和一般離線的（off-line）電源供應器具有3條（有接地線）或2條（沒有接地線）電線不同，我們將會發(fā)現(xiàn)對那些接地不明的設備而言，其實它們具有一些泄漏（返回）路徑。

　　以圖一為例，假設第一次測量的線路是L（若選擇N為首次測量的線路，底下所計算出來的結果也是一樣的）。由此可以導出：

　　IL = Icm/2 + Idm= 2μA

　　IN = Icm/2 - Idm= -5μA

　　求解上面的聯(lián)立方程式，可以得出：

　　Icm = -3μA

　　Idm = 3.5μA

　　這表示有一個3μA的電流，流過E（這是共模的定義）。而且，有一個3.5μA的電流在L和N線路中來回流動。

　　再舉一個例子：假設測得一個2μA的電流在一條線路中由右至左流動，而且在另一條線路中沒有電流存在，此時，CM電流和DM電流為多少？

　　IL = Icm/2 + Idm= 2μA

　　IN = Icm/2 - Idm= 0μA

　　對上面的聯(lián)立方程式求解，可得出：

　　Icm = 2μA

　　Idm = 1μA

　　這是「非對稱模式」的例子。從此結果可以看出，「非對稱模式」的一部分可以視為「不對稱（CM）模式」，而它的另一部分可視為「對稱（DM）模式」。

　　傳導式EMI的測量

　　為了要測量CE，我們必須使用線路阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡（Line Impedance Stabilization Network；LISN）。如圖三所示一個簡易的LISN電路圖。

　　使用LISN的目的是多重的。它是一個「干凈的」交流電源，將電能供應給電源供應器。接收機或頻譜分析儀可以利用它來讀出測量值。它提供一個穩(wěn)定的均衡阻抗，即使噪聲是來自于電源供應器。最重要的是，它允許測量工作可以在任何地點重復進行。對噪聲源而言，LISN就是它的負載。假設在此LISN電路中，L 和C的值是這樣決定的： 電感L小到不會降低交流的電源電流（50/60Hz）；但在期望的頻率范圍內(nèi)（150 kHz to 30MHz），它大到可以被視為「開路（open）」。電容C小到可以阻隔交流的電源電壓；但在期望的頻率范圍內(nèi)，它大到變成「短路（short）」。

　　在圖三中，主要的簡化部分是，纜線或接收機的輸入阻抗已經(jīng)被包含進去了。測量傳導時，將一條典型的同軸纜線連接到一臺測量儀器（分析儀或接收機或示波器…等）時，對一個高頻訊號而言，此纜線的輸入阻抗是50歐姆（因為傳輸線效應）。所以，當接收機正在測量這個訊號時，假設在L和E之間，LISN使用一個「繼電/切換（relay/switch）電路」，將實際的50歐姆電阻移往相反的配對線路上，也就是在N和E之間。如此就能使所有的線路在任何時候都能保持均衡，不管是測量VL或VN。

　　選擇50歐姆是為了要仿真高頻訊號的輸入阻抗，因為高頻訊號所使用的主要導線之阻抗值近似于50歐姆。此外，它可以讓一般的測量工作，在任何地點、任何時間重復地進行。值得注意的是，電信設備的通訊端口是使用「阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡」，它是使用150歐姆，而不是50歐姆；這是因為一般的「數(shù)據(jù)線路（data line）」之輸入阻抗值近似于150歐姆。

　　為了了解VL和VN，請參考圖四。共模電壓是25Ω乘以流向E的電流值（或者是50Ω乘以Icm/2）。差模電壓是100Ω乘以差模電流。因此，LISN提供下列的負載阻抗給噪聲源（沒有任何的輸入濾波器存在）：

　　CM負載阻抗是25Ω，DM負載阻抗是100Ω。

　　當LISN切換時，可以由下式得出噪聲電壓值：

　　VL=25*Icm+50*Idm 或 VN=25*Icm – 50*Idm

　　這是否意味著只要在L-E和N-E上做測量，就可以知道CM和DM噪聲的相對比例大??？

　　其實，許多人常有這樣的錯誤觀念：「如果來自于電源供應器的噪聲大部分是屬于DM的，則VL和VN的大小將會相等。如果噪聲是屬于CM的，則VL和VN的大小也會相等。但是，如果CM和DM的輻射大小幾乎相等時，則VL和VN的測量值將不會相同。

　　如果這樣的觀念正確的話，那就表示即使在一個離線的電源供應器中，L和N線路是對稱的，但L和N線路上的輻射量還是不相等的。在某一個特殊的時間點，兩線路上的個別噪聲大小可能會不相等，但實際上，射頻能量是以交流的電源頻率，在兩條線路之間「跳躍」著，如同工作電流一樣。所以，任何偵測器測量此兩條線路時，只要測量的時間超過數(shù)個電壓周期，VL和VN的測量值差異將不會很大的。不過，極小的差異可能會存在，這是因為有各種不同的「不對稱性」存在。當然，VL和VN的測量結果必須符合EMI的限制規(guī)定。

　　使用LISN后，就不需要分別測量CM和DM噪聲值，它們是利用上述的代數(shù)公式求得的。

　　有人說：「頻率大約在5 MHz以下時，噪聲電流傾向于以差模為主；但在5 MHz以上時，噪聲電流傾向于以共模為主。」不過這種說法缺乏根據(jù)。當頻率超過20 MHz時，主要的傳導式噪聲可能是來自于電感的感應，尤其是來自于輸出纜線的輻射。本質(zhì)上這是共模。但對一個交換式轉(zhuǎn)換器而言，這并不是共模噪聲的主要來源。如表一所示，標準的傳導式EMI限制之頻率測量范圍是從150 kHz至30 MHz。為何頻率范圍不再向上增加呢？這是因為到達30 MHz以后，任何傳導式噪聲將會被主要的導線大幅地衰減，而且傳輸距離會變短。但纜線當然還會繼續(xù)輻射，因此「輻射限制」的范圍實際上是從30MHz到 1GHz。

　　結語

　　工程師都習慣將電源供應器想象成一個「干凈的」電源，其實來自電源電路的傳導發(fā)射是很復雜的。