基于GB3442－82的集成運放參數(shù)測試儀設(shè)計

1 引言

集成運放以其價格低廉、性能優(yōu)越等特點在個人數(shù)據(jù)助理、通信、汽車電子、音響產(chǎn)品、儀器儀表、傳感器等領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用。隨著數(shù)字技術(shù)的不斷進(jìn)步和集成電路市場的發(fā)展．兼有模擬和數(shù)字集成電路的SOC或混合集成電路將越來越受重視。與此同時，集成運放參數(shù)的測定也將對研發(fā)人員和技術(shù)儀器提出更高的要求，傳統(tǒng)的運放測試儀校準(zhǔn)方案已不能滿足市場特別是國防軍工的要求．運放測試儀的校準(zhǔn)面臨嚴(yán)峻挑戰(zhàn)。因此，提高運放測試儀的測試精度，保證運放器件的準(zhǔn)確性是目前應(yīng)解決的關(guān)鍵問題。

2 系統(tǒng)方案論證

2．1 信號發(fā)生器方案論證

考慮到單片函數(shù)發(fā)生器的外接電阻電容對參數(shù)影響很大，因而產(chǎn)生的頻率穩(wěn)定度較差、精度低、抗干擾能力低，且不易控制；而采用數(shù)字鎖相環(huán)頻率合成技術(shù)，由于鎖相環(huán)本身是一個惰性環(huán)節(jié)，鎖定時間長，所以頻率轉(zhuǎn)換時間也會增加，同時頻率受VCO可變頻率范圍的影響，頻帶不能做得很寬。這里采用直接數(shù)字頻率合成技術(shù)(Direct Digital Frequency Synthesis，簡稱DDFS或DDS)。DDS以Nyquist時域采樣定理為基礎(chǔ)，在時域中進(jìn)行頻率合成，圖1為其基本原理框圖。DDS基于相位累加合成技術(shù)，在數(shù)字域中實現(xiàn)頻率合成，可輸出高精度的頻率信號，頻率范圍大、精度高、控制性能好且易實現(xiàn)。DDS專用集成器件基于DDS原理，具有轉(zhuǎn)換速度快、分辨率高、頻帶寬等特點，可輸出穩(wěn)定的高頻信號，但不適合產(chǎn)生低頻信號。因此系統(tǒng)中5Hz低頻信號由FPGA內(nèi)部的DDS提供。



2．2 測量控制電路方案論證

為在同一電路中實現(xiàn)不同參數(shù)的分步測量及自動量程轉(zhuǎn)換，需設(shè)計通斷控制電路。因此，這里采用模擬開關(guān)。因存在導(dǎo)通電阻，在選通時該電阻加于電路，會帶來測量誤差；繼電器導(dǎo)通電阻較小，但相對于模擬開關(guān)規(guī)模大、電路分布參數(shù)，容易引起閉環(huán)測試電路的寄生振蕩；考慮到精度，系統(tǒng)選用繼電器控制不同參數(shù)測試電路的自動轉(zhuǎn)換，通過添加補(bǔ)償電容來避免振蕩，為避免輸出波形失真，系統(tǒng)還采用三極管共發(fā)射極電路對繼電器進(jìn)行控制。2．3幅值檢測方案論證方案1：數(shù)字方法。由A／D轉(zhuǎn)換器采樣后將數(shù)據(jù)送入FPGA進(jìn)行峰值檢測或有效值檢測，該方式可提高精度和穩(wěn)定度，且避免了模擬器件不穩(wěn)定或漂移等因素的影響，但受 A／D轉(zhuǎn)換器采樣速率的限制，所處理的信號頻率達(dá)不到很高。方案2：模擬方法。包括峰值檢波和有效值檢波。前者通過控制電容充放電速度實現(xiàn)，后者基于交流信號有效值定義式，采用模擬電路實現(xiàn)，典型有效值檢測器件如AD637。系統(tǒng)在測量AVD、KCMR時，輸出信號的交流分量頻率為5 Hz，故采用方案1；測量增益帶寬積BWG時，輸出頻率范圍為40 kHz～4 MHz，故采用方案2。

根據(jù)以上方案論證，系統(tǒng)總體框圖如罔2所示。系統(tǒng)主要由信號發(fā)生、參數(shù)測試、測試電路控制和人機(jī)交互等模塊組成，單片機(jī)和FPGA共同控制模塊。5 Hz信號由FPGA內(nèi)部DDS產(chǎn)生，掃頻信號由AD9851產(chǎn)生；測量電路的輸出結(jié)果經(jīng)后級濾波、放大處理后由A／D轉(zhuǎn)換器采樣送至FPGA進(jìn)行運算；單片機(jī)和FPGA通過繼電器選擇以測量電路和測量量程；FPGA提供鍵盤和顯示器以實現(xiàn)人機(jī)交互；測量結(jié)果存儲在RAM中，并能通過微型打印機(jī)打印出來。



3 理論分析與主要電路設(shè)計

3．1 信號源的實現(xiàn)

5 Hz信號產(chǎn)生的參考頻率為fCLK=1 MHz，相位累加器的位數(shù)是32，頻率控制字為21 475，其輸出頻率則為(106／232)×21475≈5．000 038 1 Hz，而相對誤差的絕對值為(5．000 038 1-5)／5×100％≈0．000 762％。5 Hz信號對D／A轉(zhuǎn)換速率要求不高，為提高精度，系統(tǒng)選用12位D／A轉(zhuǎn)換器件MX7541。

40 kHz～4 MHz掃頻信號由DDS專用器件AD9851產(chǎn)生。通過對輸出正弦波的頻率進(jìn)行步進(jìn)控制可實現(xiàn)掃頻輸出。頻率分辨率設(shè)為1 kHz，如果以1 kHz為頻率步進(jìn)值，則需要步進(jìn)(4×106-40x103)／1 000=3 960次，而要求掃描時間小于等于10 s。掃描速度應(yīng)大于等于10 s／3 960=2．525次／ms?？紤]到實測器件的情況，為保證測量的可靠性，采用非等步長步進(jìn)，即隨著頻率增加，步進(jìn)量增加，在接近截止頻率點時減小步進(jìn)頻率，保證頻率分辨率為1 kHz。

在AD9851輸出級接截止頻率為15 MHz的橢圓濾波器來抑制高頻諧波干擾，并通過AD603構(gòu)成的AGC電路和精密調(diào)整放大電路使輸出有效值穩(wěn)定在2 V。

3．2 運放參數(shù)測試電路

系統(tǒng)采用“被測器件一輔助運放”模式構(gòu)成穩(wěn)定的負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)。使輸出電壓箝位于預(yù)置電壓，從而將小電壓、小電流的測量轉(zhuǎn)換為伏特級電壓的測量。根據(jù)VIO、IIO、KCMR、BWG等5個參數(shù)測量電路的相似性將其簡化為一個標(biāo)準(zhǔn)測量電路模板．通過按鍵選擇不同參數(shù)的測量電路，如圖3所示。



3．2．1 輸入失調(diào)電壓VIO、輸入失調(diào)電流IIO的測量

閉合S1、S3、S4、S12，S2→3、S11→3，測得輔助運放的輸出電壓為VIO，則有：



在重復(fù)VIO測量步驟的基礎(chǔ)上再斷開S3、S4，測得輔助運放的輸出電壓為VLI，則有：



在測量VIO時，Ri=100 Ω，Rj=61．6 kΩ，其精度均為0．3％，由Ri和RF造成的最大誤差小于0．6％；在測量IIO時，應(yīng)滿足：



系統(tǒng)選取R=436 kΩ，IIO～(0，4μA)，VIO～(0，40 mV)，以上兩個條件均能滿足。

3．2．2 差模開環(huán)交流電壓增益AVD的測量

閉合S1、S3、S4、S10、S12，S2→3、S11→1，設(shè)信號源輸出電壓為VS，測得輔助運放輸出電壓為VLO，則有：



AVD的測量誤差在很大程度上取決于電路中R1、R2的匹配精度，若匹配誤差為δ=(R1-R2)/R2，δ1=(Rf-Ri)/Ri，則單純由電阻失配引起的相對誤差為△A VD="20" log(δ+1)，該系統(tǒng)占為0．6％。