基片集成波導X型縫隙結構 行波圓極化天線及陣列

1 引言

圓極化天線在移動通信和衛(wèi)星通信中得到廣泛應用。由于圓極化天線輻射的電磁波在傳播方向上其電矢量的端點軌跡是圓，故在接收時接收天線的方位角改變不會影響到接收質量。在衛(wèi)星通信中，利用圓極化天線發(fā)射電磁波可以使得地面接收站以任何姿態(tài)或角度接收，而不需要像線極化天線那樣進行極化方位角度的對準，便于移動中的衛(wèi)星地面通信。

2 輻射單元結構與設計理論

在波導頂面有許多圓極化的輻射單元，天然的圓極化單元大致有兩種：小圓孔和X型縫隙。一般在實際應用時，X型縫隙的輻射效率較高，所以得到廣泛的應用^[3]，波導上X型縫隙的結構如圖1所示：

圖1 波導頂面的X型縫隙圓極化輻射單元

以圖1為坐標系約定，設波導的TE₁₀模式在波導頂面的磁場為：

(1)

(2)

其中A₁₀是一個幅度常數(shù)，a是波導寬度，，，H_x是X方向上的磁場，H_z是Z方向上的磁場。在z=0處，令|H_x|=|H_z|，可以得到：

(3)

由于當H_x與H_z幅度相等時，它們的相位關系是正交的（式(1)中的j因子），故在圖1中標示出的波導頂面的圓極化輻射點其H_x與H_z合成的場矢量端線是左旋或右旋極化的。由于表面電流，所以表面電流是左旋或右旋的。在對應波導上的點開啟一個小圓孔就可以實現(xiàn)圓極化的輻射。在實際運用中，為了增加輻射效率，一般將小圓洞替換成為兩個相互交叉的縫隙如圖1所示。其中q角和參數(shù)x經(jīng)過適當調整可以使得一定的角度范圍內，實現(xiàn)近似于圓極化的輻射。當輻射單元工作在行波模式時，從一個端口來的TE₁₀波在頂面上的極化方式是左旋極化。將行波方向改變，從另一個端口饋送TE₁₀波就會實現(xiàn)右旋極化。

這樣就可以實現(xiàn)極化分集或收發(fā)共用一幅天線。由于SIW與波導結構的等效性，SIW天線縫隙參數(shù)可以用于其對應的等效波導結構代替，這樣SIW天線可以歸結為等效波導天線的設計^[4]。等效輻射單元的HFSS模型如圖2所示。圖中，等效波導被埋在一個2λ₀×2λ₀的金屬塊內，四周和上方λ₀處為輻射邊界條件。由于在SIW兩邊需要鉆孔，從而縫隙的邊緣不能到達等效波導的最邊上，參數(shù)t=0.1875mm保證了縫隙不超過SIW兩邊鉆孔的邊界，縫隙超過邊界的部分都被導體蓋住，如圖2中的縫隙。在16GHz，使用介電常數(shù)ε_r=2.2的Rogers 5880介質作為等效波導的材料，介質的厚度為h=1.5748mm，等效波導的寬度a=8.75mm，等效波導上層金屬厚度為0.02mm，與PCB板材敷銅層厚度一致。

圖2 等效波導X型縫隙的模型

圖3 法向軸比，S₂₁幅度與縫隙長度之間的關系

按照式(3)的對應關系，可以計算出圖2中參數(shù)x的值（x=2.129mm）。由于等效波導內的激勵模式為行波TE₁₀模，所以X型縫隙工作在非諧振狀態(tài)，其輻射效率基本上與縫隙的長度成正比。參數(shù)q可以用來校正微小的軸比惡化。當選定參數(shù)q=45°，w=0.3 mm，l=3.5mm~7mm時，經(jīng)過仿真可以得到S₂₁參數(shù)和法線方向的軸比如圖3所示。圖中可以看出隨著縫隙長度的增加輻射效率是增加的，S₂₁幅度是縫隙長度的減函數(shù)。但是法向軸比隨著縫隙長度的增加而增加，這主要是由于在前面圓極化輻射理論的假想是一個小圓洞或小的X型縫隙輻射，在指定點上的頂面磁場是圓極化的。

隨著X型縫隙尺寸的增加，上述輻射理論就會有所偏差，因而軸比也隨之惡化。但是在仿真中發(fā)現(xiàn)，隨著縫隙長度的進一步增加（l=6.0mm~7 mm）法向方向的軸比會變得更好，這是因為模型中t的設置擋住了X型縫隙的上半部分，從而使得X型縫隙上半節(jié)變短，對軸比有了一定程度的改善。由于SIW是介質填充的減高波導，該輻射單元的輻射效率較低，在縫隙最大的地方S₂₁的幅度為0.87，對應大約25%的能量被輻射出去，在組成行波陣列的時候需要比較多的單元才能達到較高的效率。該單元的反射系數(shù)隨著縫隙的增加而略有惡化，不過均在-25dB以下，基本上可以做到忽略不計。

3 陣列天線的仿真與實驗結果

對于X型縫隙的線性陣列，雖然單個單元反射系數(shù)很小，但是由于輻射單元之間有空間互耦會惡化整個天線陣列的反射系數(shù)。為了消除互耦，在設計陣列時對主瓣波束稍作傾斜，使其稍微偏離法線方向，這樣各個陣列單元因空間中互耦而疊加到波導管內的反向行波可以在輸入端相互抵消，從而改善天線的駐波性能。由于主瓣的方位不在法線方向，故X型縫隙的夾角q要稍作調整來適應在指定方向的最低軸比，對于縫隙的寬度w也可以適當加大來得到更高的輻射效率，這樣，設計的陣列仿真模型如圖4所示（陣列共22個單元）。

圖4 圓極化22單元陣列模型及參數(shù)

圖中參數(shù)p用來控制主瓣傾斜角度。由于線陣列接地面不是無限大，所以邊緣的效應必須考慮。參數(shù)e是等效波導與PCB邊緣之間的距離。在16GHz頻點上，經(jīng)過優(yōu)化可以得到參數(shù)q=42.2°，w=1mm，x=2.2 mm，l=7mm，p=11mm，e=7.3125mm，等效波導寬度a=8.75mm對應著SIW寬度為9.375mm（16GHz時的半個自由空間波長），PCB通孔直徑為0.8mm，間隔為1.2mm，t =0.1875mm，基片的介質厚度為1.5748mm。波束傾斜角度約為25°偏離天線法向方向。在16GHz頻點上的方向圖和軸比的結果如圖5所示。在主瓣方向的軸比為1.58dB，天線由22個相同的單元構成，增益為16.9dB。旁瓣電平小于-15dB。軸比在主瓣的附近位置均低于2dB，在3dB軸比限制下的角度范圍大約為76°，是一個圓極化角度較寬的天線陣列。

圖5 天線16GHz頻點時的方向圖和軸比仿真結果

圖6是X型縫隙22單元線陣列圓極化天線的S參數(shù)仿真結果。從圖中可以看出，S₁₁和S₂₁在15GHz~ 17GHz頻帶內都很小，所以絕大多數(shù)能量被輻射出去。

圖6 天線S參數(shù)仿真結果

為了驗證該22單元圓極化天線的正確性，利用標準的PCB制造工藝，在厚度為1.5748mm的Rogers 5880介質基片上（ε_r= 2.2，tanδ=0.0009）制作了該天線的實物，PCB大小為277mm×23.5mm，圖7是制作好的天線的實物照片。圖8是天線的S參數(shù)測量結果。由于同軸和SIW的轉接器會帶來一定的反射，所以測量的S₁₁與仿真結果相比要差一點，S₂₁與仿真結果相近。由于S₁₁的惡化和SIW的各種損耗要大于等效波導，因此S₂₁的值比仿真結果要低2dB~3dB左右。

圖7 天線實物照片

圖8 天線S參數(shù)測試結果

圖9是22單元圓極化天線方向圖的測試結果。從圖中可以看出天線的旁瓣電平在15GHz、16GHz、17GHz均低于-10dB。由于該陣列是行波式陣列，故主瓣會隨著頻率的變化而搖頭。在17 GHz頻點上，主瓣方向偏離陣列法線方向8.7°，在16GHz上偏離法向22.1°，15GHz時為37.1°。圖10顯示的是主瓣偏離天線法向角度與頻率的關系。15.2GHz~16.8GHz的主瓣方向軸比均低于3dB。該天線的主瓣方向隨頻率的變化較多，同時在主瓣方向的軸比基本保持不變，可以實現(xiàn)頻率掃描。天線增益經(jīng)過實測，在15.4GHz~16.6GHz范圍內增益波動小于3dB，在16GHz頻段上的增益約為16dB。

圖9 方向圖測試結果

圖10 天線主瓣方向軸比與頻率關系

5 結論

本文利用SIW技術設計制作了一種行波式圓極化天線。通過測量可以看出這種圓極化天線的工作頻率較寬（15.2~16.8 GHz，10%帶寬），主瓣方向的軸比隨頻率的變化不明顯，同時在一定的頻率范圍內，該天線的主瓣具有較大的掃描角度（30°）。該天線的2個端口對應著不同的圓極化方向以及不同的主波束指向，可以作極化分集，具有比較高的使用價值。同時其制造成本也較低，適用于大規(guī)模生產(chǎn)。