基于24V電源的雙環(huán)電流型PWM控制器設(shè)計

　　引言

　　電壓型PWM是指控制器按反饋電壓來調(diào)節(jié)輸出脈寬，而電流型PWM是指控制器按反饋電流來調(diào)節(jié)輸出脈寬。電流型PWM是在脈寬比較器的輸入端，直接用流過輸出電感線圈電流的信號與誤差放大器輸出信號進行比較，從而調(diào)節(jié)占空比，使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。由于結(jié)構(gòu)上有電壓環(huán)、電流環(huán)雙環(huán)系統(tǒng)，因此，無論開關(guān)電源的電壓調(diào)整率、負載調(diào)整率和瞬態(tài)響應(yīng)特性都有提高，是目前比較理想的新型PWM控制器。

　　1 雙環(huán)電流型PWM控制器工作原理

　　雙環(huán)24V電源電流型脈寬調(diào)制（PWM）控制器是在普通電壓反饋PWM控制環(huán)內(nèi)部增加了電流反饋的控制環(huán)節(jié)，因而除了包含電壓型PWM控制器的功能外，還能檢測開關(guān)電流或電感電流，實現(xiàn)電壓電流的雙環(huán)控制。雙環(huán)電流型PWM控制器電路原理如圖1所示。

　　從圖1可以看出，24V電源電流型控制器有兩個控制閉合環(huán)路：一個是輸出電壓反饋誤差放大器A，用于與基準電壓比較后產(chǎn)生誤差電壓;另一個是變壓器初級（電感）中電流在Rs上產(chǎn)生的電壓與誤差電壓進行比較，產(chǎn)生調(diào)制脈沖的脈寬，使得誤差信號對峰值電感電流起著實際控制作用。

　　系統(tǒng)工作過程如下：假定輸入電壓下降，整流后的直流電壓下降，經(jīng)電感延遲使輸出電壓下降，經(jīng)誤差放大器延遲，Vea上升，占空比變化，從而維持輸出電壓不變，在電流環(huán)中電感的峰值電流也隨輸入電壓下降，電感電流的斜率di/dt下降，導(dǎo)致斜坡電壓推遲到達Vea，使PWM占空比加大，起到調(diào)整輸出電壓的作用。由于既對電壓又對電流起控制作用，所以控制效果較好在實際中得到廣泛應(yīng)用。

　　2 雙環(huán)電流型PWM控制器的特點

　　a）由于輸入電壓Vi的變化立即反映為電感電流的變化，不經(jīng)過誤差放大器就能在比較器中改變輸出脈沖寬度（電流控制環(huán)），因而使得系統(tǒng)的電壓調(diào)整率非常好，可達到0.01%/V，能夠與線性移壓器相比。

　　b）由于24V電源雙環(huán)控制系統(tǒng)內(nèi)在的快速響應(yīng)和高穩(wěn)定性，反饋回路的增益較高，不會造成穩(wěn)定性與增益的矛盾，使輸出電壓有很高的精度。

　　c）由于Rs上感應(yīng)出峰值電感電流，只要Rs上電平達到1V，PWM控制器就立即關(guān)閉，形成逐個脈沖限流電路，使得在任何輸入電壓和負載瞬態(tài)變化時，功率開關(guān)管的峰值電流被控制在一定范圍內(nèi)，在過載和短路時對主開關(guān)管起到有效保護。

　　d）誤差放大器用于控制，由于負載變化造成的輸出電壓變化，使得當(dāng)負載減小時電壓升高的幅度大大減小，明顯改善了負載調(diào)整率。

　　e）由于系統(tǒng)的內(nèi)環(huán)是一個良好的受控電流放大器，所以把電流取樣信號轉(zhuǎn)變成的電壓信號和一個公共電壓誤差放大器的輸出信號相比較，就可以實現(xiàn)并聯(lián)均流，因而系統(tǒng)并聯(lián)較易實現(xiàn)。

　　3 雙環(huán)電流型PWM控制器功率因數(shù)校正

　　正是基于以上特點，電流型PWM控制器在實際應(yīng)用中被越來越廣泛地采用。對它采用功率因數(shù)校正技術(shù)，可以有效地減少高次諧波對電網(wǎng)的干擾，減小功耗，具有較大的實際意義。

　　3.1 功率因數(shù)校正方法

　　功率因數(shù)校正主要有兩種方法：一種是將電網(wǎng)上公用負載端并接一個專用的功率變換器，對無功和諧波進行補償;另一種是將負載的整流電路與濾波電容之間增加一個功率變換電路，將輸入電流校正成與電網(wǎng)電壓相近的正弦波。實現(xiàn)功率因數(shù)校正在CCM和DCM下可采用乘法器和電壓跟隨器實現(xiàn)，框圖如圖2所示。

　　3.2 電流型PWM控制器功率因數(shù)校正方法

　　由于乘法器的價格昂貴，改用加法電路來實現(xiàn)乘法器的功能。為了使電感電流的包絡(luò)為正弦，必須使電流檢測比較器反相輸入端的輸入電壓為正弦饅頭波，基本電路如圖3所示。

　　當(dāng)N1負端加上電整流取樣而得到正弦饅頭波時，經(jīng)二極管降壓及電阻分壓，加到電流感應(yīng)比較器負端信號為1/3的正弦饅頭波，從而使電感電流的包絡(luò)正弦化。當(dāng)然，在實際使用中還需要進行閉環(huán)控制，才能夠得到穩(wěn)定的輸出電壓。

　　4 電流型PWM控制器斜坡補償方法

　　4.1 峰值電流與平均輸出電感電流

　　由于24V電源功率開關(guān)管的峰值電流由PWM控制器保持恒定控制，也就是說，電感的峰值電流也保持恒定，但直流輸出電壓正比于輸出電流平均值而不是峰值電流，當(dāng)輸入電壓減小時，為了使電流恒定，占空比將調(diào)節(jié)為δ2，這時平均電流將上升為I2，輸出電壓也將上升。在電壓型控制器中將不會出現(xiàn)這種問題，但在電壓型控制器件下，僅有輸出電壓得到控制。因此，為了解決以上問題，在電流型控制器中需采用斜坡補償加以解決。為了維持一個恒定的平均電流（輸出電壓），要求有一個與占空比無關(guān)的電流波形補償斜坡，當(dāng)（NS/Np）Rs（m2/2）=m成立時，輸出電感平均電流與Ton無關(guān)，則保持了輸出電壓恒定。如圖4所示。

　　4.2 斜坡補償?shù)膶崿F(xiàn)

　　斜坡補償可以用圖5所示電路來實現(xiàn)。一般R1的阻值預(yù)先設(shè)定，再計算R2的阻值，很重要的一點是R2的阻值應(yīng)足夠高，以避免使振蕩器產(chǎn)生振蕩頻率漂移。

　　從斜坡端接電阻R2 至電流感應(yīng)端，這時Rs 上的感應(yīng)電壓增加斜坡的斜率與平滑的誤差電壓進行比較，這在占空比達到50 %以上時非常有效。R2 阻值的一般計算步驟如下：

　　a ） 計算次級電感下斜坡： S1=di/dt （ 單位為A/μs） ;

　　b） 計算初級電感下斜坡： S2=S1 Ns/Np （單位為A/μs） ;

　　c） 計算檢測電阻上的斜坡電壓： V1=S2 Rs （單位為V/μs） ;

　　d） 計算定時電容器CT 上的振蕩器斜坡電壓： S=dVosc/Ton （單位為V/μs） ;

　　e） 若令斜坡補償量M=0.75 ，R1 的阻值R1 設(shè)為1 kΩ ，則R2=R1 （ Vs/VS2 ）M.

　　5 結(jié)束語

　　隨著24V電源電流型PWM 控制器被越來越廣泛地應(yīng)用，正確掌握使用方法可以節(jié)約大量設(shè)計時間，并能取得較好的設(shè)計效果，因而是使用這一類控制器必須注意的問題。而本文針對電壓型脈寬調(diào)制器（PWM）控制器只有電壓控制環(huán)、電流變化滯后電壓變化、系統(tǒng)響應(yīng)速度慢、穩(wěn)定性差等固有缺點，提出了一種基于24V電源的雙環(huán)電流型PWM控制器的設(shè)計方案。該方案由于既對電壓又對電流起控制作用，所以控制效果較好在實際中得到廣泛應(yīng)用。