一種基于40nm CMOS工藝的新型溫度補(bǔ)償、高電源抑制比的帶隙基準(zhǔn)源

作者 / 徐成陽 電子科技大學(xué) 微電子與固體電子學(xué)院(四川 成都 610054)

　　徐成陽(1993-)，男，碩士生，研究方向：SOC/SIP 系統(tǒng)芯片技術(shù)。

摘要：基于TSMC40LP工藝設(shè)計了一種新穎的溫度補(bǔ)償、高電源抑制比的帶隙基準(zhǔn)源。本設(shè)計采用全MOSFET設(shè)計，工作于1.1 V電源電壓，通過將MOSFET偏置在零溫度系數(shù)工作點(diǎn)，并結(jié)合溫度補(bǔ)償技術(shù)和有源衰減電路，實現(xiàn)在-40 ℃~125 ℃內(nèi)溫度變化系數(shù)為6.6 ppm/℃，低頻下電源抑制比為93 dB，高頻下電源抑制比為56 dB，與此同時，利用阻抗調(diào)試對環(huán)路穩(wěn)定性進(jìn)行了補(bǔ)償。

0 引言

　　隨著集成電路產(chǎn)業(yè)的飛速發(fā)展，特別是在高精度集成電路的設(shè)計中，帶隙基準(zhǔn)源都是一個非常重要的模塊，該模塊可以為其他電路提供高精度的基準(zhǔn)源，在理想情況下，帶隙基準(zhǔn)源的輸出電壓與電源電壓變化、工藝參數(shù)變化以及溫度變化等都無關(guān)。通過將具有不同溫度系數(shù)的電壓按一定系數(shù)相疊加，降低輸出電壓的溫度系數(shù)是帶隙基準(zhǔn)源的基本原理。為了進(jìn)一步降低帶隙基準(zhǔn)源的輸出電壓溫度系數(shù)，一般需要進(jìn)行一階曲率補(bǔ)償，削弱溫度對輸出電壓精度的影響，得到的基準(zhǔn)源輸出電壓溫度系數(shù)通常也在20 ppm/℃左右，若想得到更高精度的基準(zhǔn)輸出電壓，則需要進(jìn)行更為復(fù)雜的高階溫度項補(bǔ)償，雖然可以達(dá)到10 ppm/℃左右溫度系數(shù)的效果^[1]，但是增加了設(shè)計復(fù)雜度，難以實現(xiàn)。

　　全MOSFET電壓基準(zhǔn)幾乎是低電源電壓應(yīng)用下的唯一選擇，近年來，基于低電源電壓下的設(shè)計都是依賴于MOSFET工作于亞閾值的特性，使得MOSFET工作的溫度特性類似于BJT，從而可以達(dá)到低功耗的要求，然而由于結(jié)漏電會影響亞閾值特性，使得MOSFET的亞閾值特性只在有限的溫度范圍內(nèi)可靠，所以通常要達(dá)到寬的溫度操作范圍以及低的溫度系數(shù)都伴隨著大的功耗^[2]。

1 電路介紹

　　本次設(shè)計利用MOSFET超閾值區(qū)的零溫系數(shù)工作點(diǎn)，通過合理偏置MOSFET的零溫系數(shù)工作點(diǎn)，并結(jié)合溫度曲線補(bǔ)償技術(shù)，在-40 ℃~125 ℃范圍內(nèi)達(dá)到低的溫度系數(shù)為6.6 ppm/℃，并且通過采用有源衰減器以及阻抗調(diào)試補(bǔ)償，得到較高的基準(zhǔn)輸出電壓的電源抑制比，低頻下達(dá)到93 dB，高頻下達(dá)到56 dB。

　　MOSFET零溫系數(shù)點(diǎn)主要受閾值電壓和遷移率的影響，圖1顯示了MOSFET的轉(zhuǎn)移特性中漏源電流(Id)隨柵源電壓(Vgs)在不同溫度(T_L、T_N、T_H)下的變化曲線。然而實際上MOSFET的轉(zhuǎn)移特性曲線不會理想地相較于某一點(diǎn)，而是成為一系列相交點(diǎn)簇，焦點(diǎn)的位置有較為敏感的溫度特性，主要取決于Vgs對于溫度的特性^[3]。而零溫系數(shù)工作點(diǎn)的漂移主要源自于在載流子遷移率溫度系數(shù)和速度飽和指數(shù)不匹配所造成的二階效應(yīng)。根據(jù)基礎(chǔ)SPICE-MOS模型^[4]可得：

　　這是因為MOSFET的閾值電壓V_th具有負(fù)溫系數(shù)，在低溫時，V_th較大，使得V_ds>V_gs-V_th，MOSFET工作于飽和區(qū);而當(dāng)在高溫時，V_th較小，使得V_ds<V_gs-V_th，MOSFET工作于三極管區(qū)。這樣就可以利用合理的偏置漏源電壓V_ds在全溫度范圍內(nèi)對溫度的二階效應(yīng)進(jìn)行補(bǔ)償，使得V_{gs_ZTC}具有最小的溫度系數(shù)。

　　如圖4所示為本設(shè)計基準(zhǔn)電壓電路圖，其中偏置電路由P1-2、N1-3和RB組成;運(yùn)算放大器由P3-4和N4-6構(gòu)成;基準(zhǔn)產(chǎn)生電路由P5-6、R1、R2以及NX構(gòu)成。其中Rc與Cc為兩支環(huán)路的阻抗補(bǔ)償電路，通過提供一個左半平面的零點(diǎn)抵消環(huán)路主極點(diǎn)的影響，以對兩支環(huán)路(正反饋環(huán)路與負(fù)反饋環(huán)路)的穩(wěn)定性進(jìn)行補(bǔ)償^[7]，避免了傳統(tǒng)的密勒補(bǔ)償帶來的極點(diǎn)推移，導(dǎo)致主極點(diǎn)推移向原點(diǎn)方向從而降低了高頻下輸出基準(zhǔn)電壓的PSRR特性。

　　與此同時，在輸出基準(zhǔn)電壓的PSRR方面，本設(shè)計利用有源衰減器，提升了高頻下輸出基準(zhǔn)電壓的PSRR特性。如圖虛線中所示，類似于電流源[5]，由此可以推算其PSRR如下：

　　其中，V_N為電源噪聲，V_O為運(yùn)算放大器小信號輸出電壓，A_dd(s)為電源噪聲到運(yùn)放輸出的增益，在較寬的頻率范圍內(nèi)其大致都為一個常數(shù)^[6]，A_x(s)為有源衰減器的增益，Z⁺與Z^-分別為運(yùn)算放大器正負(fù)輸入端的阻抗，而A₀ (s)=A₀ ? (1+s ?ω_p0 ) ，A₀(s)為運(yùn)算放大器的增益，ω_p0為運(yùn)算放大器的輸出極點(diǎn)，在高頻時的PSRR的衰減主要是由于極點(diǎn)ωp0造成的，而A_x(s)=1-g_{m_Nx}R2a ,則可以設(shè)置R2a≈1?g_{m_Nx}，使得衰減器的增益在接近ω_p0處約為0 ，則基準(zhǔn)輸出電壓的PSRR在高頻下能夠得到大的改善^[6]。

2 設(shè)計與仿真

　　本次設(shè)計基于TSMC 40 nmLP工藝制程，設(shè)計電路圖中各個MOSFET尺寸如表1所示。

　　為達(dá)到較為準(zhǔn)確的零溫系數(shù)偏置點(diǎn)，首先需要將N_X偏置在零溫系數(shù)柵源電壓處，則可通過調(diào)節(jié)電阻R1，R1=V_{gs_ZTC} ? I_{d_ZTC}，利用運(yùn)算放大器虛短虛短特性，一級電流鏡的作用，使得B點(diǎn)電壓鉗位等于A點(diǎn)電壓且兩條支路電流相等，即可使得MOSFET偏置于零溫系數(shù)柵源電壓點(diǎn);其中MOSFET的零溫系數(shù)柵源電壓及漏源電流需要通過實際的仿真得到，具體仿真結(jié)果如圖5所示。

　　如圖5所示，最佳零溫系數(shù)偏置點(diǎn)的I_{d_ZTC}≈2.784 μA，V_{gs_ZTC}≈600.2 mV。

　　再者，通過調(diào)節(jié)電阻R2a以及R2b來調(diào)節(jié)NX的漏源偏置電壓以優(yōu)化零溫系數(shù)工作點(diǎn)進(jìn)一步減小溫度敏感度，使得V_{gs_ZTC}隨溫度變化曲線在低溫段具有最大值，而在高溫段具有最小值，實現(xiàn)全溫度范圍內(nèi)的二階補(bǔ)償，此時最優(yōu)的漏源工作電壓為V_{ds_ZTC}，則：

　　通過仿真得到的最佳V_{gs_ZTC}隨溫度變化曲線如圖5所示，在全溫度范圍內(nèi)變化幅度為841.9μV，此時的V_{ds_ZTC}≈300 mV。

　　最終電路仿真得到輸出基準(zhǔn)電壓隨溫度變化曲線如圖6所示。由圖6可知，得到的輸出基準(zhǔn)電壓的溫度系數(shù)為：

(7)

　　對于輸出基準(zhǔn)電壓PSRR特性，仿真結(jié)果如圖7所示。由圖7仿真結(jié)果可知，低頻下輸出基準(zhǔn)電壓低頻下的PSRR為93 dB，最小為56 dB，而高頻下輸出基準(zhǔn)電壓PSRR在60 dB以上。

　　本次設(shè)計基準(zhǔn)電壓電路總功耗仿真如圖8所示。由圖8仿真結(jié)果可知，在低壓1.1 V電源電壓下，基準(zhǔn)電壓電路總功耗為22 μW。

3 結(jié)論

　　本次設(shè)計利用MOSFET柵源電壓零溫系數(shù)點(diǎn)溫度特性，并采用一種新穎的基準(zhǔn)電壓曲率補(bǔ)償技術(shù)與有源衰減器，在基于TSMC 40 nmLP工藝制程下，完成了一種工作于低壓1.1 V的全MOSFET基準(zhǔn)電壓源。電源電壓為1.1 V，輸出基準(zhǔn)電壓VREF=462 mV，典型下在-40 ℃~125 ℃的溫度系數(shù)TC為6.68 ppm/℃，低頻下的PSRR達(dá)到93 dB，最小為56 dB，而高頻下(>10MHz)PSRR均在60 dB以上，基準(zhǔn)電壓電路總功耗為22 μW。

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　　本文來源于《電子產(chǎn)品世界》2018年第4期第52頁，歡迎您寫論文時引用，并注明出處。