單相PWM變換器傳導EMI的分析與抑制

在開關電源中，儲能元件(變壓器、電感和電容)的尺寸隨著開關頻率的增加成近似線性的減小。因而，高度集成開關電源一般需要高開關頻率和快速半導體設備。但是，高開關頻率將伴隨電壓和電流的變化率(dv/dt和di/dt)增加，這將直接影響開關電源的電磁兼容性。與此同時，EMI濾波器的效能會因為高頻寄生參數(shù)的影響而削弱，導致不能有效地濾出電源回路產(chǎn)生的高頻EMI噪聲。近年來，隨著EMC標準的不斷嚴格，對EMI的考慮也變得非常重要。目前，關于PWM變換器的EMI噪聲的理論分析的文章有很多。但是，對于EMI噪聲的產(chǎn)生和傳導途徑并沒有比較全面而深入的研究。因而，EMI噪聲，尤其是經(jīng)過旁路電容流向系統(tǒng)地的共模干擾電流很值得我們研究。

本文通過寄生電感和電容來建立變換器電路模型，對共模和差模干擾的基本模型進行了分析。詳細講述了降低PWM變換器EMI的CM和DM濾波器的設計方法。

一、變換器的高頻寄生參數(shù)模型

圖1為基于IGBT的全橋PWM變換器電路。為了簡化分析過程，變壓器沒有在圖1中表示出來。為了對EMI濾波器進行預測和計算，必須建立準確的高頻模型。其模型具體包括元器件模型、濾波器模型和導線模型。

圖1PWM變換器電路圖

1.元器件模型

圖2為完整的IGBT等效電路。由圖可知，電路包括了內(nèi)部和外部導線電感和IGBT集電極與模型金屬底座之間的電容。這些電容導致高頻漏電流流向連接散熱設備的金屬底座。散熱設備一般是良好接地以確保安全。IGBT設備是通過小的電子絕緣材料安放在金屬底座上。為了使溫度電阻盡可能小，其絕緣層要盡可能的薄，并且IGBT集電極與模型金屬底座之間的旁路電容要盡可能的大。

圖2IGBT寄生參數(shù)等效電路

2.濾波器模型

濾波器效率不僅受濾波器的類型影響，也受濾波器組成阻抗與附近器件阻抗不同的影響。為了提高濾波器效率，本身的阻抗與附近器件阻抗必須有很大的不同。例如，如果濾波器有較小的容性阻抗，較多的高頻噪聲電流將通過。如果濾波器有較大的感性阻抗則較多的高頻噪聲電壓將被分開。但是，濾波器在高頻狀態(tài)下的阻抗往往不是我們所想象的這樣的。

圖3濾波器寄生參數(shù)

有很多寄生參數(shù)將對濾波器產(chǎn)生影響，首先討論電容的寄生參數(shù)對濾波器的影響。圖3(a)是一個簡單的等效電路，電感Llead為電路的導線電感，Rs為等效電阻。圖3b是電容阻抗大小的波德圖，頻率 f0()是電容的自適應頻率。當頻率從dc逐漸增大時，電容C的阻抗將線性減小-20dB/dec，在f0以上，電感的阻抗將線性增大+20db/dec。因此，如果電容的f0越大，導線電感將越小，則對于固定電容值的電容將有更好的效果。為了提高電容的效能，電容的引腳應盡可能的短。如果將電容值增大不但不能減小EMI，反而增加電路的EMI，其自適應頻率是主要的原因。典型的頻率如下：電解電容為1KHz，陶瓷電容為100KHz，聚脂薄膜電容為1MHz，塑膠電容為10MHz，聚脂陶瓷電容為100MHz。

電感上的寄生參數(shù)對EMI濾波器的影響也是很大的。典型的等效電路如圖3(c)所示。Cpara和Rpara 表示電感的寄生電容和等效串聯(lián)電阻。圖3(d)是阻抗大小的波德圖。在小于f1時電感表現(xiàn)為電阻性，在f1與f0()表現(xiàn)為感性，大于f0表現(xiàn)為容性。因此可以等出結論，電感f0越大，頻率帶越寬。類似于電容，寄生電容值越小，電感將有更好的性能。

3.導線模型

導線模型包括支線和母線。支線有導線電感，大約為1uH/m。如果支線較短，其寄生電容可以不用考慮。因此，連結線應該是越短越好。從實驗結果可知，當輸入輸出電纜長度超過5m時，寄生電容將不能忽視。母線經(jīng)常是用于聯(lián)結直流電源與兩IGBT引腳。其引線電感L一般比較小，但di/dt常常比較大，因此會非常大，這就是導致差模干擾的主要原因。

二、EMI噪聲

EMI噪聲主要包括兩個部分：差模干擾和共模干擾。差模干擾電流一般是由導線流向中性點或者由中性點流向導線，共模干擾電流通常流入電路與保護地之間的寄生電容上[4]。由于輸入端一般加有輸入差模濾波器，共模EMI一般比差模EMI要大很多。