基于輪轂電機驅動的電動汽車技術探討

　　(4)天津一汽

　　采用前艙集中驅動和后輪輪轂電機驅動的混聯(lián)方案;外轉子安裝制動器后外面連接輪輞;原有的前輪驅動問題：采用避讓原則，空間小;標稱7.5k W的輪轂電機(實際額定5k W)，最高車速可達到90 公里，同時由于轉矩小，啟動較慢。

　　五、電機控制原理

　　直流無刷控制的原理，控制器讀取霍爾信號判斷電機轉子所在扇區(qū)，決定逆變橋橋臂的開關邏輯。方波控制實質上是比較簡單的六步換向操作，任意時刻都存在一相定子繞組處于正向導通，即相電流正向流出;第二相定子繞組內反相導通，即相電流反向流入;第三組不通電。電磁力矩來源于定子繞組產生磁場吸引著轉子磁場不斷轉動，若忽略磁阻轉矩(表貼式永磁同步電機)，定子繞組產生的交軸磁場產生了全部的電磁力矩;相反，當這定轉子磁場重合時，即定子的直軸磁場對轉子磁鋼的相互作用，產生的電磁轉矩為零。所以，需要不停的改變定子磁場的位置，來驅動轉子磁鋼的不斷轉動，控制定子磁場總是領先于轉子磁

　　場一定角度，從而形成了永磁體的磁場總是在追趕繞組合成磁場?？刂破鳈z測轉子磁場所在的扇區(qū)，然后控制繞組產生指向下一個扇區(qū)的磁場，控制轉子轉動一周只需改變定子繞組六次即可。但是，由于輪轂電機的極對數(shù)通常不為，所以每完成一個通電周期意味著轉子僅僅是轉動了電角度一圈，并未實現(xiàn)轉子機械角度一周，所以轉子轉動機械角度一周需要的換向周期數(shù)和極對數(shù)相同。

　　這種控制主要實現(xiàn)電機的轉速控制。通過讀取霍爾傳感器的位置信號，判斷轉子位置，同時電機轉速控制器對電機的轉速做閉環(huán)控制，由于電壓與轉速成正比，控制輸出的相電壓即可實現(xiàn)轉速控制。這種控制方法通過簡單的六步換向改變電樞磁場，引領轉子轉動，在任意時刻僅有兩相繞組導通。具體控制流程如圖：

　　圖 7 方波控制邏輯框圖

　　方波控制采用霍爾元件作為位置傳感器。3個霍爾分別安置在電角度為0°，120°和240°的位置，如圖8所示，將360°電角度分割成6個扇區(qū)?？刂破鳈z測轉子所在扇區(qū)，控制電樞磁場指引轉子轉向下一個扇區(qū)。

　　圖 8 扇區(qū)示意圖

　　六、電機驅動漏電現(xiàn)象

　　原因大致有以下幾類：

　　圖9 電機的漏電現(xiàn)象

　　七、電流檢測方案

　　目前來說，運用霍爾傳感器(Hall Current Sensor)或電流互感器(Current transformer)對功率變換器上直流母線電流進行反饋檢測的方式具備多方面的局限性。因為通過主開關器件的電流普遍相對較大 ,所采用的霍爾器件或電流互感器的額定參數(shù)也必須較大，此時方案體積大、成本高。 另外，其不便于實現(xiàn)功率變換器的高功率密度 。

　　本文介紹一種新穎的方案——基于半導體器件構成的電流檢測電路 ,其可以直接在功率變換器的控制PCB板上布置電路, 不僅成本低廉 ,體積小,安裝方便 ,而且性能良好, 還可以同功率變換器固化在一起形成專用集成電路(ASIC)。

　　圖 10 基于MOSFET的電流檢測電路

　　電路工作原理 (如圖10所示)：

　　下橋 的驅動信號為L0

　　(1)當 L0為 時, 下橋 MOSFET管的Q關閉狀態(tài) ,D2右端V1信號點為二極管的管壓降0.5v, 此時 ， U1的正向輸入端為0.5V, 負向輸入端電壓為10V，此時U1輸出為低電平 , U2輸出也為低電平 , LM339是集電極開路輸出方式, 同樣存在導通壓降V2的問題 , 故將信號VO1減去信號VO2, 消除LM339因導通壓降引起的檢測誤差，起到消除輸入誤差的作用。

　　(2)當L0為12V時, 下橋MOSFET管Q為導通狀態(tài) , D2右端V1點信號為12v, 此時, U1的正向輸入端為12V, 負向輸入端電壓為10V, U1輸出為高阻態(tài) , VO1的電壓為Q內阻上的壓降加上快恢復二極管D1的壓降 , 同時, U2輸出也同樣為高阻態(tài) , VO2的電壓為二極管D3的壓降。通過運放TLC2274組成的減法電路將信號VO1減去信號VO2, 可得到Q內阻上的壓降。

　　圖 11 各點對應的波形圖

　　開關管管壓降和電流檢測電路相關點的波形分析如圖 3所示。采用120°兩兩導通方式中, 在電動或制動狀態(tài) ,總有一個下橋臂處于工作狀態(tài) ,故 3個下橋臂的導通壓降之和約等于電機繞組的平均電流 。

　　T1和T3是導通時刻 , T2是MOSFET關斷時刻 ,DV1是導通時D3的管壓降,V2為導通壓降 。在該檢測電路中,U3起到是過流保護的功能 , 當VO1的電壓大于1.5V時 ,U3的輸出為低電平(過流信號)。