高速運算放大器PCB電路設計技巧

　　當尋找有問題的寄生源時，可能用得著幾個計算上述那些寄生電容尺寸的基本公式。公式(1)是計算平行極板電容器(見圖5)的公式。

　　(1)C表示電容值，A表示以cm2為單位的極板面積，k表示PCB材料的相對介電常數(shù)，d表示以cm為單位的極板間距離。

　　圖5. 兩極板間的電容。

　　帶狀電感是另外一種需要考慮的寄生效應，它是由于印制線過長或缺乏接地平面引起的。式(2)示出了計算印制線電感(Inductance)的公式。參見圖6。

　　(2)W表示印制線寬度，L表示印制線長度，H表示印制線的厚度。全部尺寸都以mm為單位。

　　圖6. 印制線電感。

　　圖7中的振蕩示出了高速運算放大器同相輸入端長度為2.54 cm的印制線的影響。其等效寄生電感為29 nH(10-9H)，足以造成持續(xù)的低壓振蕩，會持續(xù)到整個瞬態(tài)響應周期。圖7還示出了如何利用接地平面來減小寄生電感的影響。

　　圖7. 有接地平面和沒有接地平面的脈沖響應。

　　通孔是另外一種寄生源;它們能引起寄生電感和寄生電容。公式(3)是計算寄生電感的公式(參見圖8)。

　　(3)T表示PCB的厚度，d表示以cm為單位的通孔直徑。

　　圖8. 通孔尺寸。

　　公式(4)示出了如何計算通孔(參見圖8)引起的寄生電容值。

　　(4)εr表示PCB材料的相對磁導率。T表示PCB的厚度。D1表示環(huán)繞通孔的焊盤直徑。D2表示接地平面中隔離孔的直徑。所有尺寸均以cm為單位。在一塊0.157 cm厚的PCB上一個通孔就可以增加1.2 nH的寄生電感和0.5 pF的寄生電容;這就是為什么在給PCB布線時一定要時刻保持戒備的原因，要將寄生效應的影響降至最小。

　　接地平面

　　實際上需要討論的內(nèi)容遠不止本文提到的這些，但是我們會重點突出一些關鍵特性并鼓勵讀者進一步探討這個題。

　　接地平面起到公共基準電壓的作用，提供屏蔽，能夠散熱和減小寄生電感(但它也會增加寄生電容)的功能。雖然使用接地平面有許多好處，但是在實現(xiàn)時也必須小心，因為它對能夠做的和不能夠做的都有一些限制。

　　理想情況下，PCB有一層應該專門用作接地平面。這樣當整個平面不被破壞時才會產(chǎn)生最好的結果。千萬不要挪用此專用層中接地平面的區(qū)域用于連接其它信號。由于接地平面可以消除導體和接地平面之間的磁場，所以可以減小印制線電感。如果破壞接地平面的某個區(qū)域，會給接地平面上面或下面的印制線引入意想不到的寄生電感。

　　因為接地平面通常具有很大的表面積和橫截面積，所以使接地平面的電阻保持最小值。在低頻段，電流會選擇電阻最小的路徑，但是在高頻段，電流會選擇阻抗最小的路徑。

　　然而也有例外，有時候小的接地平面會更好。如果將接地平面從輸入或者輸出焊盤下挪開，高速運算放大器會更好地工作。因為在輸入端的接地平面引入的寄生電容，增加了運算放大器的輸入電容，減小了相位裕量，從而造成不穩(wěn)定性。正如在寄生效應一節(jié)的討論中所看到的，運算放大器輸入端1 pF的電容能引起很明顯的尖脈沖。輸出端的容性負載——包括寄生的容性負載——造成了反饋環(huán)路中的極點。這會降低相位裕量并造成電路變得不穩(wěn)定。

　　如果有可能的話，模擬電路和數(shù)字電路——包括各自的地和接地平面——應該分開?？焖俚纳仙貢斐呻娏髅塘魅虢拥仄矫?。這些快速的電流毛刺引起的噪聲會破壞模擬性能。模擬地和數(shù)字地(以及電源)應該被連接到一個共用的接地點以便降低循環(huán)流動的數(shù)字和模擬接地電流和噪聲。

　　在高頻段，必須考慮一種稱為“趨膚效應”的現(xiàn)象。趨膚效應會引起電流流向?qū)Ь€的外表面——結果會使得導線的橫截面變窄，因此使直流(DC)電阻增大。雖然趨膚效應超出了本文討論的范圍，這里還是給出銅線中趨膚深度(Skin Depth)的一個很好的近似公式(以cm為單位)：

　　(5)低靈敏度的電鍍金屬有助于減小趨膚效應。

　　布線和屏蔽

　　PCB上存在各種各樣的模擬和數(shù)字信號，包括從高到低的電壓或電流，從DC到GHz頻率范圍。保證這些信號不相互干擾是非常困難的。

　　回顧前面“誰都別信”部分的建議，最關鍵的是預先思考并且為了如何處理PCB上的信號制定出一個計劃。重要的是注意哪些信號是敏感信號并且確定必須采取何種措施來保證信號的完整性。接地平面為電信號提供一個公共參考點，也可以用于屏蔽。如果需要進行信號隔離，首先應該在信號印制線之間留出物理距離。下面是一些值得借鑒的實踐經(jīng)驗：

　　減小同一PCB中長并聯(lián)線的長度和信號印制線間的接近程度可以降低電感耦合。減小相鄰層的長印制線長度可以防止電容耦合。需要高隔離度的信號印制線應該走不同的層而且——如果它們無法完全隔離的話——應該走正交印制線，而且將接地平面置于它們之間。正交布線可以將電容耦合減至最小，而且地線會形成一種電屏蔽。在構成控制阻抗印制線時可以采用這種方法。高頻(RF)信號通常在控制阻抗印制線上流動。就是說，該印制線保持一種特征阻抗，例如50Ω(RF應用中的典型值)。兩種最常見的控制阻抗印制線，微帶線4和帶狀線5都可以達到類似的效果，但是實現(xiàn)的方法不同。

　　微帶控制阻抗印制線，如圖9所示，可以用在PCB的任意一面;它直接采用其下面的接地平面作為其參考平面。

　　圖9. 微帶傳輸線。

　　公式(6)可以用于計算一塊FR4板的特征阻抗。

　　(6)H表示從接地平面到信號印制線之間的距離，W表示印制線寬度，T表示印制線厚度;全部尺寸均以密耳(mils)(10-3英寸)為單位。εr表示PCB材料的介電常數(shù)。

　　帶狀控制阻抗印制線(參見圖10)采用了兩層接地平面，信號印制線夾在其中。這種方法使用了較多的印制線，需要的PCB層數(shù)更多，對電介質(zhì)厚度變化敏感，而且成本更高——所以通常只用于要求嚴格的應用中。

　　圖10. 帶狀控制阻抗印制線。

　　用于帶狀線的特征阻抗計算公式如公式(7)所示。

　　(7)保護環(huán)，或者說“隔離環(huán)”，是運算放大器常用的另一種屏蔽方法，它用于防止寄生電流進入敏感結點。其基本原理很簡單——用一條保護導線將敏感結點完全包圍起來，導線保持或者迫使它保持(低阻抗)與敏感結點相同的電勢，因此使吸收的寄生電流遠離了敏感結點。

　　圖12(a)示出了用于運算放大器反相配置和同相配置中的保護環(huán)的原理圖。圖12(b)示出用于SOT-23-5封裝中兩種保護環(huán)的典型布線方法。

　　圖12. 保護環(huán)。(a)反相和同相工作。(b)SOT-23-5封裝。

　　還有很多其它的屏蔽和布線方法。欲獲得有關這個問題和上述其它題目的更多信息，建議讀者閱讀下列參考文獻。

　　結論

　　高水平的PCB布線對成功的運算放大器電路設計是很重要的，尤其是對高速電路。一個好原理圖是好的布線的基礎;電路設計工程師和布線設計工程師之間的緊密配合是根本，尤其是關于器件和接線的位置問題。需要考慮的問題包括旁路電源，減小寄生效應，采用接地平面，運算放大器封裝的影響，以及布線和屏蔽的方法。

　　1.在PCB設計時，芯片電源處旁路濾波等電容應盡可能的接近器件，典型距離是小于3MM。

　　2.運算放大器芯片電源處的小陶瓷旁路電容在放大器處于輸入高頻信號時可以為放大器的高頻特性提供能量電容值的選擇根據(jù)輸入信號的頻率與放大器的速度選擇例如，一個400MHz的放大器可能采用并連安裝的0.01uF和1nF電容。

　　3.當我們購買電容等器件時，還需要注意他的自諧振蕩頻率，自諧振頻率在此頻率(400MHz)上下的電容毫無益處。

　　4.在畫PCB時，放大器的輸入輸出信號腳以及反饋電阻的下面不要在走其他線，這樣可以減小不同線之間的寄生電容的相互影響讓放大器更穩(wěn)定

　　5.表面貼裝器件的高頻新能比較好同時又體積小

　　6.電路板布線時走線盡可能的短同時還要注意的他的長與寬讓寄生效應最小化

　　7.對于電源線的處理電源線寄生特性最壞的直流電阻與自感所以我們在布電源線的時候盡可能的加寬些

　　8.對于放大器輸入輸出連接線上面的電流非常小所以這樣他們是很容易受影響的寄生性效應對他們危害很大

　　9.對于超過1CM的信號路徑最好是用受控阻抗和兩端終接(匹配電阻)的傳輸線

　　10.放大器驅(qū)動阻容性負載為了解決穩(wěn)定性的問題一種常用的技術是引入一個電阻ROUT 同時最好靠近運放 這樣利用串聯(lián)輸出電阻實現(xiàn)對容性負載的隔離。