帶有分布式鎖相環(huán)的相控陣的系統(tǒng)級(jí)LO相位噪聲模型

　　寬帶PLL假設(shè)采用S波段標(biāo)稱頻率，設(shè)置采用1 MHz環(huán)路帶寬(盡量與實(shí)際環(huán)路的帶寬一般寬)，以進(jìn)行快速調(diào)諧。

　　值得注意的是，選擇這些模型是為了代表可能的實(shí)際情況，且說明了陣列中的累積效應(yīng)。任何詳細(xì)的設(shè)計(jì)或許都能夠改善特定的PLL噪聲曲線，這在預(yù)料之中，且這種分析方法旨在幫助從工程角度去決定應(yīng)將設(shè)計(jì)資源分配在哪些位置以獲得最佳總體效果，而不是為了做出相對(duì)于可用組件的確切論斷。

　　圖5右下角的圖計(jì)算了LO分布的總組合相位噪聲。其中應(yīng)用了各個(gè)貢獻(xiàn)因素的PLL噪聲傳遞函數(shù)，它們都被調(diào)整至輸出頻率，也包含PLL環(huán)路帶寬的影響。系統(tǒng)數(shù)量也包括在內(nèi)，并且假設(shè)它們是不相關(guān)的，因此，這個(gè)貢獻(xiàn)減少了10logN。假設(shè)分布數(shù)量為16，如前所述，分布貢獻(xiàn)會(huì)減少10log16。在實(shí)踐中，隨著分布不斷重復(fù)，這種貢獻(xiàn)會(huì)進(jìn)一步減少。但是，額外的噪聲貢獻(xiàn)不那么顯著。對(duì)于大型陣列中的扇出分布，噪聲將由第一組有源器件主導(dǎo)。在16組扇出的情況下，如果每個(gè)有源器件都是16個(gè)其他有源器件的輸入，那么在所有器件互不相關(guān)的情況下，16個(gè)器件的額外分布層只會(huì)降低～0.25 dB。如果繼續(xù)這種分布，總體貢獻(xiàn)將更小。因此，為了簡化分析，不會(huì)考慮這種影響，且分布的噪聲貢獻(xiàn)通過計(jì)算前16個(gè)并行分布組件得出。

　　所得的曲線說明了幾種效果。與單個(gè)PLL模型相似，近載波噪聲由基準(zhǔn)頻率主導(dǎo)，遠(yuǎn)載波噪聲由VCO主導(dǎo)，且在將不相關(guān)的VCO組合起來時(shí)，遠(yuǎn)載波噪聲得到改善。這一點(diǎn)相當(dāng)直觀。不太直觀的是，模型的值在由分布中的選擇主導(dǎo)的偏移頻率中占較大比重。這一結(jié)果導(dǎo)致考慮具有更低噪聲分布和更窄PLL環(huán)路帶寬的第二個(gè)示例。

　　圖6.分布式窄帶PLL，分布中具備放大器。

　　圖6顯示了一種不同的方法。采用相同的低噪聲晶體振蕩器作為參考。但通過RF放大器來分配，而不是通過PLL重定時(shí)和重新同步。選擇固定頻率的分布式PLL。這會(huì)產(chǎn)生兩種效果：采用單個(gè)頻率且調(diào)諧范圍較窄時(shí)，VCO本質(zhì)上可以更好，且環(huán)路帶寬可以變得更窄。左下角的圖顯示了各個(gè)貢獻(xiàn)因素。中央振蕩器與前一個(gè)例子相同。請(qǐng)注意分布放大器：考慮低相位噪聲放大器時(shí)，它們的性能不是特別高，但比起使用PLL LC(如之前的示例)要好得多。VCO更好、環(huán)路帶寬更窄時(shí)，分布式PLL在更高偏移頻率下會(huì)得到改善，但在～1 kHz的中間頻率下時(shí)，實(shí)際上要比寬帶PLL示例差。右下角顯示組合結(jié)果：參考振蕩器主導(dǎo)低頻，而高于環(huán)路帶寬時(shí)，性能會(huì)由分布式PLL主導(dǎo)，且隨著分布式PLL的陣列尺寸和數(shù)量增加而提高。

　　圖7顯示這兩個(gè)示例之間的比較。注意～2 kHz到5 kHz偏移頻率范圍內(nèi)的大范圍差異。

　　圖7.圖5和圖6之間的比較，顯示了基于所選的分布和架構(gòu)的廣泛系統(tǒng)級(jí)性能范圍。

　　分布式PLL陣列級(jí)考慮因素

　　基于對(duì)總體系統(tǒng)相位噪聲性能的加權(quán)貢獻(xiàn)的理解，可以得出幾個(gè)與相控陣或多通道RF系統(tǒng)架構(gòu)相關(guān)的結(jié)論。

　　PLL帶寬

　　針對(duì)相位噪聲優(yōu)化的傳統(tǒng)鎖相環(huán)設(shè)計(jì)將環(huán)路帶寬設(shè)置為偏移頻率，以最小化總體相位噪聲曲線。此時(shí)的頻率一般是參考振蕩器相位噪聲按輸出頻率標(biāo)準(zhǔn)化后與VCO相位噪聲相交的頻率。對(duì)于具有多個(gè)鎖相環(huán)的分布式系統(tǒng)，這可能不是最佳環(huán)路帶寬。分布式組件的數(shù)量也需要考慮。

　　要在采用分布式鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)的系統(tǒng)中獲得最佳LO噪聲，需要采用一個(gè)較窄的環(huán)路帶寬來最小化參考振蕩器的相關(guān)噪聲貢獻(xiàn)。

　　對(duì)于需要快速調(diào)優(yōu)PLL的系統(tǒng)，通常會(huì)擴(kuò)大環(huán)路帶寬來優(yōu)化速度。遺憾的是，這種優(yōu)化分布式相位噪聲貢獻(xiàn)的思路本身就是背道而馳的?？朔@一問題的選擇之一是在寬帶環(huán)路之前設(shè)置分布式窄帶清理環(huán)路，以降低參考噪聲和分布噪聲相關(guān)位置的偏移頻率。

　　大型陣列

　　對(duì)于使用數(shù)千個(gè)通道的系統(tǒng)，如果分布式組件的貢獻(xiàn)之間保持互不相關(guān)，則系統(tǒng)能夠獲得大幅改進(jìn)。主要考慮的問題可能圍繞參考振蕩器的選擇展開，以及面向分布式接收器和激勵(lì)器維持低噪聲分布系統(tǒng)。

　　直接采樣系統(tǒng)

　　隨著速度和RF輸入帶寬持續(xù)提升的GSPS轉(zhuǎn)換器的不斷普及，直接采樣系統(tǒng)正逐漸在微波頻率實(shí)現(xiàn)。這導(dǎo)致出現(xiàn)一種有趣的取舍現(xiàn)象。數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器只需要一個(gè)時(shí)鐘頻率，RF調(diào)諧完全在數(shù)字域中完成。通過限制調(diào)諧范圍，可以構(gòu)建具備相位噪聲性能更高的VCO。這也使得創(chuàng)建數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器時(shí)鐘的PLL的環(huán)路帶寬降低。更低的環(huán)路帶寬會(huì)將參考振蕩器的噪聲傳遞函數(shù)降至更低的偏移頻率，從而減少它在系統(tǒng)中的貢獻(xiàn)。這一點(diǎn)，再加上改進(jìn)過的VCO，在某些情況下可能給分布式系統(tǒng)帶來好處，即使單通道比較結(jié)果似乎更青睞替代架構(gòu)：

　　組件選項(xiàng)

　　根據(jù)系統(tǒng)架構(gòu)中所需的選擇，設(shè)計(jì)人員擁有大量可用的組件選項(xiàng)。2018年度RF、微波和毫米波產(chǎn)品選型指南更新版現(xiàn)已發(fā)布。

　　近期的集成VCO/PLL選項(xiàng)包括ADF4371/ADF4372。它們提供的輸出頻率分別高達(dá)32 GHz和16 GHz，采用–234 dBc/Hz的先進(jìn)PLL相位噪聲FOM。ADF5610提供高達(dá)15 GHz的輸出。ADF5355/ADF5356的輸出可達(dá)13.6 GHz，ADF4356的輸出可達(dá)6.8 GHz。

　　對(duì)于單獨(dú)的PLL和VCO配置，ADF41513的工作頻率可達(dá)26 GHz，且配有一個(gè)先進(jìn)的鎖相環(huán)相位噪聲FOM，其相位噪聲FOM為-234 dBc/Hz。有時(shí)，在選擇PLL IC時(shí)要考慮的一個(gè)問題是在盡可能高的頻率上操作鑒相器，從倍增20logN到輸出頻率，最小化環(huán)路中的噪聲。HMC440、HMC4069、HMC698和HMC699采用的PFD的工作頻率高達(dá)1.3 GHz。對(duì)于VCO，2018年選型指南列出了幾十個(gè)VCO選項(xiàng)，范圍從2 GHz到26 GHz不等。

　　對(duì)于直接采樣選項(xiàng)，ADC和DAC均已發(fā)布。產(chǎn)品支持在L頻段和S頻段直接采樣。ADC具有更高的輸入頻率帶寬，支持C頻段直接采樣。AD9208是一個(gè)雙通道3 GSPS ADC，輸入頻率為9 Ghz，支持在上Nyquist區(qū)采樣。AD9213是一個(gè)單通道10 GSPS ADC，支持具有較大瞬時(shí)帶寬的接收器。對(duì)于DAC， AD917x系列采用雙通道12 GSPS DAC，AD916x系列采用單通道12 GSPS DAC，經(jīng)過優(yōu)化之后可實(shí)現(xiàn)更低的殘留相位噪聲和更好的SFDR。兩個(gè)系列都支持L頻段和S頻段波形生成。

　　本節(jié)僅提供入門指南。頻率更高、性能更好的新器件層出不窮。請(qǐng)?jiān)L問我們的網(wǎng)站，或者聯(lián)系本地銷售支持團(tuán)隊(duì)獲得最新的IC信息。

　　結(jié)語

　　本文介紹了為采用分布式鎖相環(huán)的系統(tǒng)評(píng)估相位噪聲的方法。該方法的前提是：每個(gè)組件都可以通過其各自的噪聲、組件與系統(tǒng)輸出之間的噪聲傳遞函數(shù)、使用的數(shù)量以及器件之間的任何相關(guān)性來進(jìn)行跟蹤。所示的示例并不意在對(duì)可用的組件或架構(gòu)功能進(jìn)行論斷。它們旨在說明一種方法，以幫助設(shè)計(jì)人員在數(shù)字波束成形相控陣中，對(duì)LO中的陣列級(jí)相位噪聲貢獻(xiàn)因素以及為分布式波形發(fā)生器和接收器提供服務(wù)的時(shí)鐘分布網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行有根據(jù)的評(píng)估。

　　參考文獻(xiàn)

　　1 Ulrich Rohde，《微波和無線頻率合成器：理論與設(shè)計(jì)》。Wiley，1995年。

　　2 Floyd Gardner，《鎖相技術(shù)》。第三版，Wiley，2005年。

　　3 Dean Banerjee，《PLL性能、仿真和設(shè)計(jì)》，第四版。Dog Ear Publishing，2006年8月。

　　4 Dan Wolaver，《鎖相環(huán)電路設(shè)計(jì)》。Prentice Hall，1991年2月。

　　5 Avi Brillant?！傲私怄i相DRO設(shè)計(jì)的各方各面?！盡icrowave Journal，2000年9月。

　　6 Peter Delos，“鎖相環(huán)噪聲傳遞函數(shù)”。High Frequency Electronics，2016年1月。

　　7 ADS PLL示例?！癙LL相位噪聲”。Keysight技術(shù)。

　　8 ADIsimPLL。ADI公司

　　9 Ian Collins，“鎖相環(huán)(PLL)基本原理”。《模擬對(duì)話》，2018年7月。

　　10 E.Anthony Nelson，“相控陣的噪聲考慮因素”。IEEE，Telesystems會(huì)議，1991年。

　　11 Heng-Chia Chang，“面向波束控制有源相控陣、帶有獨(dú)立振蕩器的耦合鎖相環(huán)分析”。IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，第52卷，第3期，2004年3月。

　　12 Thomas H?hne和Ville Ranki，“波束合成過程中的相位噪聲”。IEEE Transactions on Wireless Communication，第9卷，第12期，2010年12月。

　　13 Antonio Puglielli、Greg LaCaille、Ali Niknejad、Gregory Wright、Borivoje Nikolic、Elad Alon，“OFDM多用戶波束合成陣列中的相位噪聲測量與跟蹤”。IEEE ICC，無線通信研討會(huì)，2016年5月。

　　作者簡介

　　Peter Delos是ADI公司航空航天和防務(wù)部門的技術(shù)主管，在美國北卡羅萊納州格林斯博羅工作。他于1990年獲得美國弗吉尼亞理工大學(xué)電氣工程學(xué)士學(xué)位，并于2004年獲得美國新澤西理工學(xué)院電氣工程碩士學(xué)位。Peter擁有超過25年的行業(yè)經(jīng)驗(yàn)。其職業(yè)生涯的大部分時(shí)間花在高級(jí)RF/模擬系統(tǒng)的架構(gòu)、PWB和IC設(shè)計(jì)上。他目前專注于面向相控陣應(yīng)用的高性能接收器、波形發(fā)生器和合成器設(shè)計(jì)的小型化工作。