采用IGBT7的1700V Econo DUAL 3模塊性能解析

半導體市場不斷推動IGBT技術(shù)實現(xiàn)更高功率密度、魯棒性和性能水平。對于新一代IGBT而言，始終需要能夠輕松融入設計并在不同應用中表現(xiàn)良好的產(chǎn)品。IGBT應能助力打造出擁有優(yōu)化系統(tǒng)成本的可擴展逆變器產(chǎn)品組合。本文通過仿真和應用測試，對英飛凌全新TRENCHSTOP? 1700V IGBT7技術(shù)以及對應的同類最佳900A和750A EconoDUAL? 3模塊的電氣性能和熱性能，與英飛凌IGBT4技術(shù)進行了比較。在1700V IGBT模塊特定應用背景下，考慮到了芯片優(yōu)化。研究結(jié)果表明，采用新型1700V IGBT7/EC7技術(shù)的模塊在大量應用中顯著提高了功率密度。

1 典型應用條件的定義

1700V IGBT模塊適用于不同應用。其中，最典型的要數(shù)電源電壓高達690V AC的變頻器（VFD）。在這個電壓級別下，直流母線電壓約為930V，接近900V（數(shù)據(jù)手冊中的動態(tài)表征[1,2]）。同時，變頻器制造商允許在運行制動單元之前，直流電壓達到1070V-1100V[3,4]。而在必須滿足低總諧波失真（THD）、穩(wěn)定的電機運行或能量回饋電網(wǎng)等要求的應用中，有必要使用有源前端（AFE）整流器。在運行這種整流器期間，直流母線電壓會上升到更高的水平，并且在保護系統(tǒng)被觸發(fā)之前，達到約1200V的最大水平[2,5]。在另一個1700V IGBT模塊被廣泛使用的應用中（風力渦輪機），也有提高直流母線電壓水平的趨勢。由于使用了額定電壓為1380VAC的永磁同步發(fā)電機（PMSG）[6]，該值達到了2100V（在故障模式下，例如，電網(wǎng)故障時，可以達到更高值）?？紤]到采用三電平拓撲結(jié)構(gòu)（ANPC或NPC1），一個模塊的直流電壓等于1050V。而在實際應用中，1700V IGBT模塊的工作電壓可能高于其數(shù)據(jù)手冊中的推薦值。因此，關斷時，VCE過壓的最大幅度將增加；導通時，二極管的軟度將受到限制，整體功耗水平上升。因此，本文聚焦1150V直流母線電壓，旨在反映新模塊在實際應用條件下的工作情況。

一篇論文很難覆蓋所有可行的應用。因此，在下面的例子中，只討論了變頻器和AFE，以突出新技術(shù)實現(xiàn)的優(yōu)化。采用EconoDUAL? 3封裝的1700V IGBT模塊可以適用于逆變器不同的功率等級（從70kW到數(shù)MW（模塊并聯(lián)））。在該功率范圍內(nèi)，開關頻率在1kHz-2.5kHz之間[3,4,5]。根據(jù)額定功率為160kW的中功率逆變器的典型參數(shù)及其負載，可以估算出其開關損耗與導通損耗之比（如圖1所示）。在本示例中，功率因數(shù)的變化說明了模塊的二極管（cos(φ)=-1，AFE的典型值）或IGBT（cos(φ)=0.85，變頻器的典型值）上承受負載功率。該計算是針對采用IGBT4技術(shù)的FF600R17ME4_B11進行的。

圖1：在以下條件下，F(xiàn)F600R17ME4_B11的功率損耗比：fsw=2.5kHz，Irms=175A，cos(φ)= 0.85/-1，m=1，fout=50Hz，VDC=1150V, 強制通風冷卻

如圖1所示，在這兩種情況下，動態(tài)損耗在總功率損耗中占據(jù)主要比例。這決定了主要改進方向。靜態(tài)損耗所占比例仍然很大程度上取決于功率因數(shù)。例如，cos(φ)=0.85時，靜態(tài)損耗占IGBT總損耗的 34%，二極管僅占10%；cos(φ)=-1時，情況則相反，即IGBT占6%，二極管占40%。

降低開關損耗，對于優(yōu)化模塊的電氣性能而言至關重要。同時，也不能忽略IGBT和二極管的開關和靜態(tài)參數(shù)的適當平衡，來實現(xiàn)比圖1傳導損耗更小的應用（參見第7節(jié)）。

在接下來的章節(jié)，我們將仔細考慮使用這種方法來優(yōu)化芯片。

1 1700V TRENCHSTOP? IGBT7

2.1 IGBT7和EC7的技術(shù)說明

IGBT7技術(shù)于2018年首度推出，現(xiàn)已支持1200V電壓等級，適用于低功率[7]、中功率[8]和高功率模塊應用[9]。為完善中功率1700V模塊組合，并提高相同模塊尺寸下的功率密度，TRENCHSTOP? IGBT7技術(shù)已開發(fā)問世。我們將在下一節(jié)探討其主要特性。

為了解決電流密度增加帶來的相關挑戰(zhàn)，IGBT7基于微溝槽（MPT）結(jié)構(gòu)設計，在1200V上得到了首次應用[7]。MPT結(jié)構(gòu)簡圖如圖2所示。

圖2：微溝槽（MPT）單元，其中心是有源溝道，可選配相鄰無源溝槽/臺面（mesa）（如[7]所述）

將mesa寬度降至亞微米級別，可以增加載流子限制，從而實現(xiàn)出色的靜態(tài)損耗性能。此外，調(diào)整接觸方案，可以使開關行為、損耗和柵極電荷同時得到優(yōu)化。

新一代1700V英飛凌二極管EC7（發(fā)射極控制），融合了1200V EC7和1700V EC5的理念，旨在于更高的電流密度下，實現(xiàn)更優(yōu)的折衷，并維持在不同應用條件下運行所需的魯棒性。

1700V IGBT7和EC7的靜態(tài)和動態(tài)性能將在接下來的兩節(jié)中介紹。

2.2 靜態(tài)行為損耗

圖3顯示了1700V IGBT7和IGBT4在其對應的最高額定電流模塊FF900R17ME7_B11和FF600R17ME4_B11中的輸出特性。

圖3：在不同溫度下，Vge=15V時，IGBT4和IGBT7的輸出特性。頂部條形圖對比了在這兩個最高額定電流模塊中，電流水平（IC=600A）和溫度（Tj=150°C）相同時的Vce。

由于MPT載流子的限制，IGBT7顯著降低了靜態(tài)損耗。通過在其各自的模塊額定電流和不同Tvj,max（175°C/150°C）下進行比較，IGBT7的Vce,sat在2.05V-2.45V下降低了400mV。為了公平比較，我們在相同的集電極電流（600A）和相同的結(jié)溫（150°C）下進行了比較，其優(yōu)勢更加明顯（1.65V和2.45V）（請參考條形圖）——在相同的模塊尺寸和可比的芯片尺寸下，靜態(tài)損耗降低了33%。圖4對比了1700V EC7和EC4的正向特性（同樣采用最高額定電流模塊）。其一大區(qū)別在于Vf的溫度系數(shù)。EC4的靜態(tài)損耗隨溫度升高而增加，EC7在較高的應用溫度下，Vf在負載下有所降低。

在600A和150°C下比較二者可發(fā)現(xiàn)，EC7只是稍稍改善了Vf（約70mV）。如果在其各自的額定電流和最高額定結(jié)溫下進行比較，可發(fā)現(xiàn)新技術(shù)的Vf甚至更高。這種設計選擇的原因可以通過重新查看圖1來加以理解，圖1表明，IGBT的導通損耗顯著低于二極管的開關損耗。因此，在設計中，選擇更傾向于減少等離子體的折衷點，從而大幅改善二極管的關斷損耗。該措施還降低了IGBT的開通損耗，具體將在下一節(jié)中討論。

圖4：在不同溫度下，1700V EC4和EC7的二極管正向特性。頂部條形圖比較了在最高額定電流模塊中，電流水平（IC=600A）和溫度（Tj=150°C）相同時的Vf

3 開關行為

3.1 開關速度可控性和過電壓

如第1節(jié)所述，開關損耗是大多數(shù)1700V IGBT模塊應用損耗的主要因素，因此是關鍵的參數(shù)優(yōu)化對象。在本節(jié)中，我們將在1150V的直流電壓下，如第1節(jié)所推論的那樣，比較這兩種技術(shù)的開關行為。

首先我們來關注IGBT的關斷，最快、最關鍵的工作點出現(xiàn)在低溫（此處為25°C）和高電流（此處為Inom，分別為900A/600A）下。圖5比較了在這些條件下，兩代IGBT的電壓斜率。我們在IGBT7和IGBT4上，觀察到了類似的dUce/dt可控性——自限開關速度略高于6kV/μs，而且通過Rg,off對電壓斜率有良好的可控性。

圖5：IGBT7/EC7和IGBT4/EC41700V芯片組的導通和關斷瞬態(tài)的開關速度比較。IGBT電壓斜率為dU/dt10-90/dU/dt90-10。測量條件：T=25°C、UDC=1150V，IC=Inom（關斷）//Inom（導通）的1/10。

突出顯示的數(shù)據(jù)點為圖7所述的開關事件的條件。

在IGBT關斷期間，較高的額定電流以及IGBT7的較高dI/dt，對過壓行為提出了更高的要求。圖6顯示了Uce,max與Rg的關系。

圖6：UDC=1150V,T=25°C,LS,setup=25nH時，IC= Inom，關斷期間的IGBT過壓

盡管IGBT7的額定電流高出50%，但它并未達到更高的Uce,max。在整個Rg范圍內(nèi)，這兩種技術(shù)都保持在1625V以下，并且與1700V的額定電壓保持了很好的裕量。雖然Rg的依賴性略有不同，但總體而言，這兩種技術(shù)都顯示出了調(diào)整門極電阻的靈活性，能夠輕松滿足各種過壓、開關速度和雜散電感的要求。

現(xiàn)在，我們來關注IGBT導通，最快的dU/dt斜率出現(xiàn)在低IC電流下。圖5顯示了在室溫下，1/10 Inom（90 A/60A）時的dU/dtIGBT。我們同樣在IGBT7和IGBT4上，觀察到了非常相似的dU/dt可控性。IGBT7的Rg可控dU/dt域，在10kV/μs到2kV/μs之間。原則上來講，IGBT4顯示出了相似且可實現(xiàn)的開關速度。但實際上，由于在1150VDC下二極管的關斷振蕩，IGBT4技術(shù)無法實現(xiàn)高于約3.4kV/μs的開關速度。

通常而言，二極管的關斷行為可能會限制IGBT的最大開關速度，這是因為二極管電流跳變（snap-off）會觸發(fā)高過壓或振蕩。兩者都可能導致模塊受損，或引起嚴重的電磁干擾（EMI）問題，因此，必須加以避免。這個問題被稱作是續(xù)流二極管的軟關斷行為或軟度問題。二極管的軟度主要受器件溫度Tj、正向電流If、反向電壓Ur，以及關斷速度dI/dt的影響。二極管過壓由直流母線電壓和換流回路中的有效雜散電感引起。軟關斷可以通過提供拖尾電流來實現(xiàn)，從而導致更高的恢復電荷，最終導致二極管產(chǎn)生更高的關斷損耗，同時，也導致IGBT產(chǎn)生更高的導通損耗。因此，二極管開發(fā)期間的挑戰(zhàn)是，在充足的軟度和最佳的關斷損耗之間找到最佳的平衡點。

圖7顯示了1150V時，EC4和EC7這兩種二極管技術(shù)在兩種不同的開關速度下的二極管關斷情況。在3-4kV/μs的關斷速度下，兩種技術(shù)都表現(xiàn)出類似的關斷性能，幾乎沒有過電壓峰值和低振蕩。在更快的8-10kV/μs關斷速度下，則可以觀察到明顯的差異。1700V EC4傾向于電流和電壓振蕩，而1700V EC7在關斷時，沒有振蕩或跳變。因此，IGBT7/EC7可以實現(xiàn)更快的二極管關斷和IGBT導通，進而降低Eon和Erec損耗，具體我們將在下一節(jié)探討。

圖7：在不同的開關速度dU/dtIGBT,on（上圖：3-4kV/μs，下圖：8-10kV/μs），25°C，1150V和0.1xInom下，1700V EC4和EC7的關斷開關曲線。圖5顯示了所描述的電壓斜率所需的Rgs

3.2 開關損耗

最后，VDC=1150V時，IGBT和二極管的開關損耗對比如圖8所示。為了公平比較，我們在Tj=150°C時，在其各自的額定電流下，測量了它們的開關損耗，歸一化為[μJ/A]，然后，根據(jù)開關速度制圖。

圖8的上圖顯示在25°C和Inom時，IGBT關斷期間，歸一化的IGBT關斷損耗與dU/dt的關系。IGBT4和IGBT7在整個dU/dt范圍內(nèi)，都表現(xiàn)出相當?shù)年P斷損耗，最低約為370μJ/A。對比靜態(tài)損耗得到顯著改善的IGBT7（參見第2節(jié)），IGBT7顯然實現(xiàn)了比IGBT4更顯著的折衷優(yōu)化。

圖8的下圖顯示了歸一化的Eon和Erec損耗與導通速度的關系。兩種技術(shù)在相同的開關速度dU/dt10-90下，產(chǎn)生了相似的IGBT導通損耗。但正如上節(jié)所述，由于在高直流母線電壓下，二極管會發(fā)生振蕩，因此，IGBT4/EC4技術(shù)無法實現(xiàn)高于3.4kV/μs的開關速度。相比之下，IGBT7能夠通過更快的開關，大幅降低導通損耗——這是1700V EC7更高的軟度所實現(xiàn)的。因此，與沒有速度限制的IGBT4相比，總導通損耗可降低40%以上，在典型的7kV/μs dU/dt限制下，降低30%以上[10]。

圖8：Tj=150°C、IC=Inom與T=25°C、IC=Inom（關斷）或1/10Inom（導通）下的歸一化開關損耗。條形圖表示兩個模塊在可達到的最高dU/dt下的損耗

圖8的下圖對比了1150V和150°C時的二極管損耗Erec。EC7在整個開關速度范圍內(nèi)，明顯降低了開關損耗。

在相同的dU/dt下進行比較時，盡管EC7與EC4顯示出了相似的Vf性能，但EC7的Erec比EC4低約50%（見2.2）。這明確顯示了EC7所實現(xiàn)的折衷收益。即使在不同的開關速度下，例如，在旨在降低Eon的軟度限制操作中，Erec仍然大幅降低。圖8下圖右下角的條形圖說明了這一點。因此，可以得出結(jié)論，EC7二極管帶來的更快開關，可以在IGBT導通期間，顯著降低Eon和Erec損耗。

4 宇宙射線的魯棒性

在所有典型應用中，逆變器和功率模塊都暴露于宇宙輻射中。這些高能粒子會導致設備受損。因此，在設計逆變器時，需要考慮輻照事故導致設備發(fā)生故障的概率。這個故障率很大程度上取決于功率模塊運行時的直流母線電壓，以及安裝的海拔高度。在高海拔地區(qū)，會承受更高的宇宙輻射通量[11]。

圖9：室溫下的宇宙射線失效率（歸一化為1200V時的F600R17ME4_B11失效率）

圖9比較了1700V IGBT7/EC7模塊與其上代模塊的宇宙設線失效率。其中，F(xiàn)F600R17ME7在1200V時的失效率被歸一化，并將圖按比例縮放到宇宙射線失效率的相關電壓范圍。可以發(fā)現(xiàn)，最新一代芯片實現(xiàn)了相當大的改進：1200V時的失效率降至1/3，到1300V時減少了大約一個數(shù)量級。

5 模塊的封裝

1700V IGBT7 EconoDUAL? 3模塊的整個產(chǎn)品組合都采用了首次在FF900R12ME7_B11中推出的封裝。此外，新器件支持在Tvj高達175°C的過載狀態(tài)下運行，最長可持續(xù)60秒。此過載時間間隔必須在負載循環(huán)時間的20%以內(nèi)[8]。

這種封裝的另一個優(yōu)點是，增強了電源端子的載流能力。這有助于降低母線的溫度——在逆變器功率密度不斷提高的趨勢下，這一點特別重要。該模塊封裝的測試結(jié)果已經(jīng)在以前的論文中介紹過[8]。

6 應用測試

為了比較FF600R17ME4_B11和FF900R17ME7_B11模塊在實際應用條件下的性能，我們進行了逆變器測試。如第1節(jié)所述，在1700V IGBT模塊的大多數(shù)應用中，直流母線電壓都超過了1000V。因此，我們決定使用填充了凝膠且搭載了熱電偶的模塊進行測試。我們將溫度傳感器粘在最熱的芯片中心位置。其他測試條件與第1節(jié)中給出的條件一致（見表1）。IGBT7模塊在兩種不同的導通速度下，進行了測試——可能的最快速度和7kV/μs限制速度[10]。正如第3節(jié)所述，F(xiàn)F600R17ME4_B11的最大速度約為3.4kV/μs，測試中所有器件的關斷斜率均低于7kV/μs。測試所使用的逆變器組件見圖10。

表1：應用測試的參數(shù)

圖11顯示了，cos(φ)=0.85時，TIGBT與上述兩個模塊的Iout的關系。在這種操作模式下，IGBT芯片的損耗占比高。在TIGBT=150°C時，F(xiàn)F900R17ME7_B11的輸出電流增加75A（增加26%），并通過所選的Rgs將dU/dt限制在7kV/μs。在最大速度下，900A模塊的優(yōu)勢更為明顯——Iout高90A（+31%）。相對地，當在TIGBT=175°C下運行時，F(xiàn)F900R17ME7_B11在最大開關速度下，提供多出120A（+41%）的輸出電流。

cos(φ)=-1時的操作如圖12所示。與之前的操作模式相比，其二極管的損耗占比高。當限制在TDiode=150°C時，在7kV/μs和最大導通速度下，新模塊的輸出電流分別增加了50A（+17%）和55A（+19%）。開關速度的降低并沒有改變整體損耗和溫度性能，這一怪象可以通過函數(shù)Eon(dU/dt)的陡度大于函數(shù)Erec(dU/dt)的陡度來解釋。在這種情況下，通過調(diào)節(jié)至7kV/μs來降低二極管動態(tài)損耗所帶來的積極效果，可被Eon增加來抵消（見圖8）。在TDiode=175°C下運行，可以使900A模塊驅(qū)動的輸出電流比前代產(chǎn)品高87A（+30%）。

圖中文字：

Gate driver：門極驅(qū)動

DC-link capacitors：直流鏈路電容器

Fan：風扇

Adapter board：適配器板

IGBT module：IGBT模塊

圖10：應用測試中的測試設置

圖11：在cos(φ)=0.85的應用測試中，TIGBT與輸出電流的關系（參數(shù)見表1）

圖中文字：

FF600R17ME4_B11 at max speed：

最大速度下的FF600R17ME4_B11

FF900R17ME7_B11 at 7 kV/μs：

7 kV/μs時的FF900R17ME7_B11

FF900R17ME7_B11 at max speed：

最大速度下的FF900R17ME7_B11

圖12：在cos(φ)=-1的應用測試中，TDiode與輸出電流的關系。參數(shù)見表1

這些結(jié)果顯示了，上述章節(jié)所描述的芯片優(yōu)化方法的有效性；另外，結(jié)果還表明，與上一代IGBT模塊相比，全新的同類最佳1700V IGBT7模塊在各種工作模式下都具備的卓越性能。

7 帶有放強二極管的FF750R17ME7D_B11

7.1 模塊理念

在許多應用中，二極管靜態(tài)損耗影響了整個模塊的性能，例如，靜止無功發(fā)生器和帶有雙饋感應發(fā)電機或直接驅(qū)動式機器的風力渦輪機中的轉(zhuǎn)子側(cè)變流器。

全新TRENCHSTOP? 1700V IGBT技術(shù)提供了一種提高二極管性能的明智方法。得益于FF750R17ME7D_B11中新裸片的尺寸，該模塊可以容納更小的750A IGBT（與FF900R17ME7_B11相比），從而充分利用空間，并增加二極管的有效區(qū)域。這帶來了兩大優(yōu)勢：與FF900R17ME7_B11相比，VF降低了12%，RthJC,DIODE降低了16%。

圖13概括了本文討論的所有模塊的靜態(tài)損耗和動態(tài)損耗。開關損耗是在1150V的直流鏈路電壓和每個器件的最大可能換向速度下測得的。

圖13：FF900R17ME7_B11、FF750R17ME7D_B11和FF600R17ME4_B11的VF和VCE,sat（IC=600A和Tvj =150°C）和動態(tài)損耗（在Tvj=150°C，IC=600A時測量，單位為μJ/A）

我們將在下一節(jié)將詳細介紹優(yōu)化VF和RthJC,DIODE值對模塊性能的影響。

7.2 基于應用的仿真

為了演示FF750R17ME7D_B11的性能，我們在具有雙饋感應發(fā)電機的風力渦輪機的轉(zhuǎn)子側(cè)變流器的典型應用條件下，進行了仿真。然后與FF900R17ME7_B11的性能進行比較。比較結(jié)果見圖14。

FF750R17ME7D_B11在整個電流范圍內(nèi)的Tvj比FF900R17ME7_B11低10°C至15°C。在150°C下進行比較時，F(xiàn)F750R17ME7D_B11的輸出電流多出60A（+13%）。同時，二極管較低的RthJC導致FF750R17ME7D_B11的結(jié)溫波動ΔTvjDIODE減少。這使得功率循環(huán)引起的壓力減小[12]。

圖14：FF750R17ME7D_B11和FF900R17ME7_B11在以下條件下的最大二極管溫度Tvj與Iout和結(jié)溫波動ΔTvjDIODE的關系：fsw=1.5kHz、cos(φ)=-0.75、m = 0.44、fout=7Hz、VDC=1850V、三電平ANPC配置，帶液冷散熱器

在Tvj=150°C下，比較這兩個模塊（FF750R17ME7D_B11驅(qū)動的Iout高出13%），在圖14所述的條件下持續(xù)運行時，具有加強二極管的模塊能夠?qū)崿F(xiàn)大約1.5倍的功率循環(huán)周次。在Iout=470A下，比較這兩個模塊時，F(xiàn)F750R17ME7D_B11顯示出約4.6倍的功率循環(huán)周次。

上述計算結(jié)果僅給出了ΔTvjDIODE降低對風力渦輪機的功率模塊壽命的影響。對于這個問題，需要使用一個詳細的方法，包括使用風速曲線和雨流分析[13]。

8 總結(jié)

在開發(fā)新一代IGBT時，要想適用于不同應用并非易事。為了實現(xiàn)最高的應用通用性，新型1700V TRENCHSTOP? IGBT7模塊提供了更低的靜態(tài)和動態(tài)損耗。由于1700V EC7二極管改善了軟度，因此可以降低Eon（特別是在1150V的高直流電壓下）。新技術(shù)擴展了受控的dU/dt范圍，并有助于選擇正確的工作方案。此外，與前一代EC4相比，新一代EC7二極管的開關損耗更低，即便在更高的換向速度下工作也是一樣。另一個重要參數(shù)，即宇宙線射線FIT率，在高直流母線電壓下工作時也得到了明顯的改善。

為了進一步提升新產(chǎn)品組合的靈活性，并應對不同應用及二極管芯片中普遍存在靜態(tài)損耗，我們推出了FF750R17ME7D_B11。應用測試表明，與FF600R17ME4_B11相比，同類最佳的FF900R17ME7_B11可將逆變器的輸出電流提高41%（取決于功率因數(shù)）。功率損耗仿真還表明，對于有著苛刻VF要求的應用，F(xiàn)F750R17ME7D_B11可以比FF900R17ME7_B11多驅(qū)動13%的輸出電流，同時大幅延長了受限于功率循環(huán)的模塊壽命。

總之，全新TRENCHSTOP? 1700V IGBT7模塊可以提高逆變器的功率密度，并在大量應用中，實現(xiàn)更高的性能水平。

參考文獻

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[5] Regenerative Frequency Converter. CFW-11 RB.

User’s Manual.

https://static.weg.net/medias/downloadcenter/h65/h1e/WEG-10005022198-14064791-r00-CFW11RB-users-manual-en.pdf

[6] Wind turbine GWH 191-4.0/4.55/5.0/6.0/6.7MW https://www.goldwind.com/cn/assets/5e3586aab1cb156d48f94c26351949df.pdf

[7] C. R. Mueller, et al., New 1200 V IGBT and Diode Technology with Improved Controllability for Superior performance in drives application, PCIM Europe, Nuremberg, Germany, 2018.

[8] K. Vogel, et al., New, best-in-class 900-A 1200-V EconoDUAL? 3 with IGBT 7: highest power density and performance, PCIM Europe, Nuremberg, Germany, 2019.

[9] K. Yilmaz, et al., 1600 A 1200 V PrimePACK?2 with IGBT 7 for higher power density in drives application, PCIM Europe, Nuremberg, Germany, 2020.

[10] Induction motors fed by PWM.

https://static.weg.net/medias/downloadcenter/hcb/h20/WEG-induction-motors-fed-by-pwm-frequency-inverters-50029350-brochure-english-web.pdf

[11] J.F. Ziegler, et al., Terrestral cosmic ray intensities, IBM J. Res. Dev. 40 (1) (1996) 19–39.

[12] AN2019-05

https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-AN2019-05_PC_and_TC_Diagrams-ApplicationNotes-v02_01-EN.pdf?fileId=5546d46269e1c019016a594443e4396b

[13] T. Methfessel, et al., Enhanced lifetime and power-cycling modelling for PrimePACK?

.XT power modules, PCIM Europe, Nuremberg, Germany, 2020

作者簡介

文：Aleksei Gurvich1, Philipp Ross1, Jan Baurichter1, Andreas Schmal1, Klaus Vogel1

1 德國英飛凌科技股份公司

通訊作者：Aleksei Gurvich, aleksei.gurvich@infineon.com