潛在的固件錯誤可能是導致控制不穩(wěn)定的幕后黑手！

本期，我們將聚焦于發(fā)生在 PFC 級的電流振蕩，通過分析數(shù)字控制環(huán)路，了解潛在錯誤出現(xiàn)的原因并展示如何檢查控制固件中是否出現(xiàn)這種不穩(wěn)定性。

在設計諸如升壓功率因數(shù)校正 (PFC) 之類的數(shù)字電源時，您是否見過類似圖 1 中的電流振蕩？

圖 1. 電流振蕩發(fā)生在 PFC 級

您可能認為這種不穩(wěn)定振蕩由過快的控制帶引起，因此您減小比例積分 (PI) 控制器的比例增益 (Kp) 和積分增益 (Ki)，并顯著降低交叉頻率。振蕩就會消失。

但這是最佳解決方案嗎？較低的電流環(huán)路帶寬會降低控制速度，但您可能會發(fā)現(xiàn)總諧波失真 (THD) 測試將會失敗。有時，當源阻抗大一些時，振蕩會再次出現(xiàn)。

這種不穩(wěn)定性是否可能有其他原因？如何以足夠的相位裕度實現(xiàn)最佳控制帶寬？下面我們來詳細分析一下數(shù)字控制環(huán)路，從而了解這一潛在的錯誤是如何引入的。我們還將向您展示如何檢查控制固件中是否出現(xiàn)這種不穩(wěn)定性。

基于 MCU 的數(shù)字控制

圖 2 展示了基于 MCU 的數(shù)字控制系統(tǒng)。

圖 2. 數(shù)字控制系統(tǒng)圍繞微控制器構(gòu)建而成

控制環(huán)路包含一個模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC) 用于進行對象電流/電壓采樣，一個數(shù)字控制器用于生成調(diào)整值，以及一個脈寬調(diào)制器 (PWM) 用于執(zhí)行調(diào)整，可通過更改占空比或頻率來改變目標電流/電壓。

開關(guān)模式電源 (SMPS) 中的 ADC 采樣通常位于兩個開關(guān)周期的中間點，這樣不僅可以避免開關(guān)產(chǎn)生的噪聲干擾，還可以獲取連續(xù)導通模式 (CCM) 下功率電感器的平均電流值。

數(shù)字控制器在中斷服務例程 (ISR) 中進行計算，可以與 PWM 輸出同步觸發(fā)。觸發(fā)事件可以是以下事件之一：PWM 的“COUNTER”等于“ZERO”、“PERIOD”或特定的值“CMP”。

控制器完成所有計算時無法立即更新 PWM，但 PWM 寄存器必須在一個專門時刻由影子寄存器加載，如 PWM 計數(shù)器等于“ZERO”或“PERIOD”時。如果 PWM 值在計數(shù)器上升或下降過程中發(fā)生變化，則很可能產(chǎn)生錯誤的 PWM 動作，導致脈沖丟失或脈沖重復。

與模擬控制系統(tǒng)不同，數(shù)字控制按照采樣頻率來執(zhí)行，并且從采樣到 PWM 重新載入新值必須有一個延遲時間 (Td)。PWM 修改通過調(diào)整翻轉(zhuǎn)時刻來實現(xiàn)，翻轉(zhuǎn)時刻在單邊沿調(diào)制時（遞增/遞減模式）發(fā)生一次，在雙邊沿調(diào)制時（先遞增后遞減模式）發(fā)生兩次。因此，最小 Td 將會是一個開關(guān)周期 Ts（如圖 3a 所示），或半個開關(guān)周期 Ts/2（如圖 3b 所示），具體取決于您選擇的調(diào)制重新加載頻率。

圖 3. 最小延遲時間通過 PWM 調(diào)整而引入(a) 向上計數(shù)模式，(b) 上下計數(shù)模式

如圖 4 所示，Td 在其傳遞函數(shù)中表示為 e-sxTd，這將減少相位裕度。當然，當相位裕度小于 45 度時，系統(tǒng)將變得不穩(wěn)定，并會發(fā)生振蕩。

圖 4. 波德圖中顯示了延時時間的影響

數(shù)字控制實現(xiàn)中的潛在代碼錯誤

在正確執(zhí)行的情況下，最小 Td 為一個開關(guān)周期 Ts 或半個開關(guān)周期 Ts/2。但是，如果未考慮 ADC、ISR 和 PWM 重新加載的后果，則將控制延遲擴展到高于一個開關(guān)周期可能會減小相位裕度，導致不穩(wěn)定。

例如，在圖 5 中，當 PWM 計數(shù)器等于零，ADC 的 ISR 觸發(fā)和 PWM 重新加載會同時啟動。

盡管所有塊都同時執(zhí)行，但在這種情況下，您是否可以預期 Td 為零？當然不能！

圖 5. 此處是一個會引入較大延遲時間的錯誤代碼示例

這是因為 ADC 轉(zhuǎn)換和 ISR 計算所需的時間遠超一個 MCU 時鐘周期，當 ISR 讀取 ADC 結(jié)果時，ADC 轉(zhuǎn)換仍未完成。因此，ISR 將獲取“舊”采樣值進行計算，而最新值的計算將延遲到下一個開關(guān)周期。ISR 計算完成后，新 PWM 值僅寫入影子寄存器中，隨后將在下一個開關(guān)周期中重新加載。實際上，Td 的總控制延遲將為兩個開關(guān)周期，即 2 x Ts。

除了此處所示的示例之外，其他實現(xiàn)方案也可能會引入類似的擴展控制延遲，例如，在 ISR 代碼中將 ADC 值讀取放在控制器計算之后，或者在計算控制器之前添加 N 周期算法平均值。

如圖 6 所示，在圖 5 的錯誤實現(xiàn)中，如果將 GAIN 交叉頻率設置在 3kHz 左右，則相位裕度為 41.68 度。此值小于 45 度，并且扼流電流有明顯的振蕩，比如圖 1 的波形，因此您被迫將交叉頻率降至低于 2kHz；然后 iTHD 更差，無法滿足要求。

圖 6. 錯誤代碼實現(xiàn)下的波德圖

設計解決方案

此問題可以輕松解決，只需將 ADC 轉(zhuǎn)換移動到 COUNTER = PERIOD 的時刻，并且使 PWM 重新加載在下一個 COUNTER = PERIOD 時刻發(fā)生，如圖 7 所示。

圖 7. 通過改進代碼可減少控制延遲

控制延遲將減少為一個開關(guān)周期。相位裕度顯著增加，電流振蕩消失，如圖 8 和圖 9 所示。

圖 8. 改進代碼后的波德圖

圖 9. 改進代碼后的波形

組織有序的控制方案

在數(shù)字實現(xiàn)中，從 ADC 采樣到 PWM 調(diào)整的控制延遲將減小相位裕度并導致振蕩。解決該問題時，應考慮 ADC 采樣、控制器計算和 PWM 重新加載的后果。組織有序的控制方案可以將延遲盡可能減少到半個或一個開關(guān)周期，從而增加相位裕度和環(huán)路帶寬。