正交解調器簡化直接轉換接收器的系統(tǒng)設計

與以往相比，下一代無線系統(tǒng)的基站接收器必須以更低的成本實現(xiàn)更高的性能。而直接轉換接收器正是解決這對矛盾的理想方案。雖然這個方案在過去也曾被用于不同的設計中，但其性能受到包括解調器在內的現(xiàn)有硬件的限制。幸運的是，隨著商用集成電路（ic）正交解調器性能的改善，使直接轉換接收器設計成為傳統(tǒng)超外差接收器架構之外的另一可行的選擇方案。

想要更好地理解直接轉換的優(yōu)勢，只要通過與超外差系統(tǒng)的接收器方案進行比較就一目了然了（圖1）。超外差系統(tǒng)接收器方案因其高選擇性和靈敏性而被普遍采用。在超外差接收器中，接收到的rf信號先經首個rf預選濾波器濾除頻段外的信號，然后通過低噪聲放大器（lna）放大。位于lna輸出端的第二個rf預選濾波器提供額外的過濾以削弱鏡頻中的干擾信號。通過將降頻轉換混頻器與本機振蕩器（lo）相聯(lián)，處理過的信號被轉換成較低的中頻（if）。if必須足夠高才能使鏡像頻道降至濾波器的停止頻段內。出于對鏡頻抑制的考慮，if應為載波頻率的10% 附近。rf預選濾波器能去除頻段外能量，拒絕鏡像頻段信號。超外差接收器在if和基帶級執(zhí)行頻道過濾功能，對這些元器件提出非常高的動態(tài)范圍要求。

緊隨if頻道選擇濾波器之后，可用頻道經可變增益放大器放大后，解調到基帶中進行信號處理。高品質因數(shù)（q）的if頻道選擇濾波器讓可用信號順利通過，將包括振幅較大的備用頻道信號在內的無用信號排除在外。然而，這樣的選擇濾波器非常昂貴，不合理地提高了超外差接收器的成本。此外，高q濾波器的插入損耗通常很高，需要lna和混頻器級的額外增益以抵銷濾波器損耗和降低vga噪聲指數(shù)。

由于在基站接收器中l(wèi)na增益固定，混頻器必須達到很高的線性度才能滿足系統(tǒng)嚴格的動態(tài)范圍要求。此外，if頻道選擇濾波器擁有能精確調整到所需頻道帶寬的頻率響應功能。if頻道選擇濾波器的不靈活性限制了接收硬件，使后者只能適應單一的rf標準。由于無線通信標準的多樣性，新型接收系統(tǒng)必須在用于支持某一種標準的有限成本預算下，實現(xiàn)無縫有效地支持不同標準。

直接轉換接收器架構能實現(xiàn)超外差設計的目標，但結構遠不需要像后者那么復雜（見圖2）。在這一系統(tǒng)中，接收的信號經過首個rf預選濾波器后，由固定增益lna放大。隨后，rf信號直接降頻轉換成同相（i）和正交（q）基帶信號而無需加入if級。由于沒有鏡頻，二次rf預選過濾的要求無需像第一次那么嚴格。實際上，價格便宜的rf帶通濾波器能阻止頻段外的強信號使i/q解調器超負載。[如果沒有這個濾波器，強頻段外信號將導致帶內二階和三階交調份量，結果產生符號相互干擾（isi）]。當 rf 信號解調到基帶后，單個頻道選擇通過采用基帶頻道選擇濾波器實現(xiàn)?；鶐V波器比超外差接收器的if頻道選擇濾波器更加緊湊和廉價。此外，基帶頻道選擇濾波器能根據(jù)不同的帶寬進行設計，適用于多模式和多標準操作。

幸運的是，凌特公司lt5515和lt5516 i/q解調器是現(xiàn)有為數(shù)不多并能提供這類性能的經濟型產品。這兩款ic均集成了rf信號分離器、精確正交lo信號分配器和兩個高線性度下變頻混頻器的功能。這些芯片能直接將rf信號降頻轉換到基帶，解調同相（i）和正交（q）信號成份。它們匹配的i和q頻道以確保精確增益和相位匹配，以致很大程度上減少了校準的需求。lt5515的工作范圍是1.5到2.5ghz，lt5516則能處理0.8到1.5ghz范圍內的rf輸入信號。這些芯片還在每條i和q頻道上集成單極點260mhz帶寬的低通濾波器 (見表格1) 。

lt5515和lt5516解調器是需要良好線性度和寬動態(tài)范圍接收器的理想解決方案，適用于無線基站（gsm、cdma、wcdma等）、無線基礎設施和儀器應用領域。像正交解調器等直接轉換接收器ic無需額外的if級，緩減對高頻濾波器的需求，特別是免去了if頻道選擇濾波器。通過 +20dbm輸入三階截取 （iip3） 和 +50dbm 輸入二階截?。╥ip2），正交解調器能滿足基站接收器嚴格的動態(tài)范圍要求。

直接轉換接收構架的一個令人關注的問題是寄生lo泄漏。這個問題產生于i/q解調器從天線或其它途徑耦合少量的lo能量。lo泄漏與lo本身混合在一起生成了dc偏移。根據(jù)lo泄漏路徑，載波饋通經過可能在有用的基帶信號上疊加較大和可能隨時間變化的dc誤差。在基站結構中，由于接收系統(tǒng)是典型平穩(wěn)的，lo自混合產生的dc偏移可能更多的是靜態(tài)而不是隨時間變化。鑒于lt5515和lt5516采用的是有源而非無源的混頻器，所以它們僅需 –5dbm lo功率級，而不是典型無源混頻器所需的 +10dbm。由于lo和rf端口間的良好隔離性，lo泄漏降至最低，而lt5515僅 -46dbm，lt5516僅 –65dbm。最終，只有幾毫伏的靜態(tài)dc偏移從lo自混合產生。

直接轉換方式的另一個問題是由設備失配產生的dc偏移。失配導致的dc偏差產生于正交解調器和/或vga。正交解調器輸出的dc偏移本身并不會引起接收器故障和性能下降。然而，由于vga電壓空間限制，當vga在高增益模式下運行，增益高達60db時，幾毫伏的dc偏移就足以減少信號擺幅或使vga飽和，從而降低接收器有效的動態(tài)范圍。為處理大阻隔信號，lna增益通常限制在20db 范圍，以致在信號微弱情況下到達混頻器的有用信號級可能為幾百毫伏左右。因此，相對于vga輸入的累計dc偏移必須控制在上述級別以下。為進一步基帶信號處理時正確操作vga，則需要dc偏移消除或ac輸入耦合。

雖然接收器和發(fā)射器在不同頻率下工作，但大多基礎設施的基站在全雙工模式下運行。在這種接收系統(tǒng)中，不必對dc電壓的定位時間給予過多的關注。在許多現(xiàn)代的無線接收系統(tǒng)中，基帶信號幾乎不包含低頻信息。這使lt5515和lt5516解調器的i和q頻道輸出能ac耦合到基帶濾波器或通過隔直電容器至vga，從而有效去除dc偏移。lt5515或lt5516每一i頻道和q頻道輸出都通過一個60ω電阻內部連接在供電電壓上。因此，高通濾波器 –3db滾降頻率由隔直電容器和輸出電阻負載rload的rc常量確定，其中rload特別大 (遠大于60ω)。

當lt5515或lt5516需要dc耦合至基帶電路時，數(shù)字偏移去除方法可運用到基帶vga輸入上。每一次vga設置可以通過基帶處理器上評估并去除dc偏移。雖然dc偏移并不會影響接收器的rf性能，但為了vga的正常運行，必須將之去除。dc周圍的頻譜損耗能低到幾赫茲。對于半雙工系統(tǒng)，運用適當?shù)姆椒蓪c偏移分離開，具體是將基帶內的載波恢復、符號定時恢復、自動增益控制和數(shù)據(jù)檢測結合在一起。在接收系統(tǒng)中，典型地是幀結構的前同步信號有已知的dc信息，允許dc偏移的自適應逐幀消除。lo在 –5dbm下運行時，lt5516和lt5515的輸出dc偏移分別只有1mv和4mv。如此低的偏移電壓使接收器可通過低成本的模擬到數(shù)字轉換器實現(xiàn)偏移去除。

直接轉換接收器需關注的另一問題是偶階失真產物。在傳統(tǒng)超外差接收器中，二階失真通常在頻帶外，很容易被過濾。然而在直接轉換接收器中，偶階失真 (特別是二階產物) 會引起帶內干涉。例如，當兩個頻率范圍接近頻道帶寬強干擾器處于正交解調器的輸入端時，解調器的二階非線性將產生低頻交調份量。變形產物將落入基帶頻譜，并且無法在之后的基帶信號處理中過濾出去。因此，卓越的iip2是直接轉換接收器提供一流性能的前提。解調器和lo信號路徑混頻器中存在的失配現(xiàn)象將導致帶內二階交調份量。輸入rf信號（經rf放大器二階變形）的二階諧波也會與lo信號的二次諧波混合，產生與前面相同的效果。因此，lt5515和lt5516 (分別是 +51和 +52dbm) 的高iip2在防范基帶信號免受偶階交調干涉方面起到十分重要的作用。通過在i和q輸出端正確過濾無用的高頻混合產物，性能還可被進一步提升，從而有效防止無用混頻產物耦合回解調器，以免生成帶內二階交調。一個簡便的方法是用并聯(lián)電容器端接每一輸出。依靠工作頻率和特殊的印制電路板 (pcb) 布局，電容器值可被優(yōu)化。

高性能直接轉換接收器系統(tǒng)設計是現(xiàn)代基站接收器發(fā)展最前沿的設計。雖然直接轉換接收器解決方案在過去的幾十年一直處于研究階段，但就在最近，現(xiàn)有的高性能元器件使直接轉換架構在很寬的無線應用范圍內得以實現(xiàn)。