帶整流橋負載的雙繞組異步發(fā)電機勵磁控制方法

摘要：針對雙繞組異步發(fā)電機所帶不可控整流橋直流側電壓的穩(wěn)定問題，提出了一種在控制繞組側補償異步發(fā)電機所需無功勵磁電流的新方法。該方法通過鎖相環(huán)（PLL）檢測出控制繞組中基波電壓相位并超前90°作為實際應補償?shù)膭畲艧o功電流的相位，再根據(jù)檢測出的功率繞組整流橋直流側的實際電壓與參考電壓作比較后，經(jīng)PI調節(jié)確定靜止無功發(fā)生器（SVG）發(fā)出的勵磁電流的幅值大小，實現(xiàn)在負載變化時，對控制繞組中所需的勵磁電流的大小和頻率進行連續(xù)調節(jié)，達到穩(wěn)定直流側電壓的目的。并用實驗和仿真試驗驗證了該方法的有效性。

關鍵詞：雙繞組異步發(fā)電機；鎖相環(huán)；靜止無功發(fā)生器

1 引言

在船舶電站中需要用到的高質量直流電，是由交流發(fā)電機發(fā)出的交流電通過整流得到。目前，在船舶電站中，廣泛應用的為同步電機發(fā)電系統(tǒng)，若采用異步電機發(fā)電系統(tǒng)整流得到直流電，與同步發(fā)電機相比，具有功率密度高，結構簡單，機械強度高，制造成本低，維護方便等突出的優(yōu)點。但感應電機作為發(fā)電機單機運行時，必須依靠轉子剩磁，通過在感應電機定子端并聯(lián)適當?shù)碾娙萜髯詣罱▔?，在加負載時，引起發(fā)電機的端電壓下降，端電壓的降低，導致了勵磁的容性電流減小，使端電壓進一步下降，因此，異步發(fā)電機在突加負載時端電壓會下降很快，在突加重載時可能導致電壓的崩潰。在感應發(fā)電機中，要穩(wěn)定端電壓，就必須對容性勵磁電流加以控制，但異步機不同于同步機，它的容性勵磁電流和產(chǎn)生功率的有功電流是耦合在一起的，這給控制帶來了困難。本文針對帶整流橋負載的雙繞組異步發(fā)電機提出了穩(wěn)定整流橋直流側電壓的一種勵磁控制方法。

2 勵磁控制系統(tǒng)的結構

在本文所提的雙繞組發(fā)電機中，有兩套三相定子繞組，一套繞組對負載提供功率，稱為功率繞組，另一套接靜止無功發(fā)生器（SVG）來補償功率繞組所并電容器產(chǎn)生的容性無功勵磁電流的變化，稱為控制繞組。由于共用同一個磁場，在兩套繞組中，感應出的電動勢的頻率是相同的，當負載發(fā)生變化時由于所需的電磁轉矩不同，轉差率必然發(fā)生改變，發(fā)出的交流電的頻率也發(fā)生變化，經(jīng)過過渡過程穩(wěn)定后，對于一個確定的輸出功率必然對應一個確定的頻率。因此本文所提的控制思路為：檢測控制繞組中基波電壓的頻率作為應補償?shù)膭畲烹娏鞯念l率，將功率繞組整流側的實際電壓和參考電壓作比較后，經(jīng)PI調節(jié)后確定SVG發(fā)出的勵磁電流的幅值大小，這樣就可以實現(xiàn)在負載變化時，對控制繞組中所需的勵磁電流的大小和頻率進行連續(xù)調節(jié)，達到穩(wěn)定直流側電壓的目的，并獲得好的動態(tài)響應過程。

整個控制方案如圖1所示，具體控制過程如下文所述。

圖1 異步發(fā)電系統(tǒng)結構框圖

在圖1中設畸變的控制繞組端電壓為

(1)

式中：E_n,θ_n為各次電壓有效值和初相角，其中θ₁=0。

2.1 產(chǎn)生所需的參考勵磁補償電流i^＊_c1的指令

電路采用鎖相環(huán)（PLL）實時跟蹤控制繞組側相電壓e_ca的基波相位ωt,通過將其相位超前π/2，得到所需的勵磁無功相位；把整流橋直流側的實際電壓u_dc與參考指定電壓udc＊作比較后經(jīng)PI調節(jié)得到所需勵磁電流的幅值I_m,這樣就確定了參考勵磁補償電流i^＊_c1的相位和幅值，也就確定了。

（2）

2.2 靜止無功發(fā)生器直流側電容電壓U_c的穩(wěn)定

要使SVG能正常地工作，就必須維持SVG直流側電容上工作電壓的穩(wěn)定。根據(jù)三相電路的瞬時無功理論可知，a，b，c三相的瞬時有功功率分別為

（3）

式中：

（4）

由式（3）及式（4）得

p_a＋p_b＋p_c=p；q_a＋q_b＋q_c=0 （5）

由以上分析可知，各相的瞬時無功功率之和為0，但在單獨觀察某一相時，其瞬時無功功率不為0，這表明各相瞬時無功功率只是在三相之間交換，其交換的強度由q表征，因此，對于SVG而言，瞬時無功功率不會導致交流側和直流側之間的能量交換?？紤]到直流側電路的損耗，不對電容器的電壓加以控制的話，電容器上的工作電壓就不能維持，就必須引入適當?shù)挠泄﹄娏髯尳涣骱椭绷鱾冉粨Q一定的能量。在本文提及的控制方案中，采用電容器上電壓的實際值u_c與參考值u_c^＊作比較后，經(jīng)PI調節(jié)得到所需的有功電流的幅值i_p，通過PLL實時跟蹤e_ca的基波相位ωt,得到控制直流側電容電壓穩(wěn)定所需的有功電流相位，這樣通過確定其相位和幅值就確定了控制SVG直流側電容電壓的指令電流信號。

（6）

2.3 控制SVG的PWM信號的形成

在圖1中SVG需要產(chǎn)生電流的參考信號i^＊_c為

i^＊_c=i_＊c1＋i^＊_uc （7）

把i^＊_c和實測的i_c信號通過電流跟蹤控制電路產(chǎn)生PWM信號，再讓PWM信號經(jīng)過驅動電路控制SVG中主電路的工作。

（8）

3 穩(wěn)態(tài)實驗結果及仿真試驗結果

3.1 雙繞組異步發(fā)電系統(tǒng)參數(shù)

發(fā)電機空載特性如圖2所示。

圖2 發(fā)電機空載特生

在仿真試驗中，電機模型的建立采用圖2所示的發(fā)電機空載曲線，兩套繞組錯開90°，并折算成具有相同的參數(shù)。

原動機轉速n=1500r/min；

發(fā)電機極對數(shù)p=2；

定子電阻R₁=0.665Ω；

轉子折算到定子側電阻R₂=0.374Ω；

定子漏感L₁₁=9mH；

轉子折算到定子側漏感L₁₂=9mH；

整流橋直流側參考電壓U^＊_dc=500V；

SVG電容電流參考值U^＊_c=700V；

自勵電容C=100μF；

SVG直流側電容C_c=100μF；

連接SVG和控制繞組之間的工作電感L_s=10mH。

3.2 穩(wěn)態(tài)時的實驗結果與仿真結果

圖3表示了穩(wěn)態(tài)時整流橋直流側電壓與電流的仿真和實驗的對比曲線;圖4表示了穩(wěn)態(tài)時發(fā)電機交流側基波頻率與整流橋直流側電流的仿真和實驗對比曲線。從圖3與圖4可以看到實驗曲線和仿真曲線很吻合，這就驗證了所建仿真模型的穩(wěn)態(tài)正確性。

圖3 整流橋負載特性圖

圖4 直流電流與系統(tǒng)頻率關系圖

3.3 對發(fā)電機不加控制時的加載和卸載仿真波形

3.3.1 整流橋直流側突加和突卸40Ω負載

對發(fā)電機不加控制時，從圖5與圖6可以看出在3.5s時突加40Ω負載，交流側電壓基波頻率下降，整流橋直流側電壓下掉約20V，當在7s時卸載，頻率能恢復，電壓能在超調約50V恢復。

圖5 PLL跟蹤的交流側電壓基波頻率輸出

圖6整流橋直流側電壓

3.3.2 整流橋直流側突加和突卸20Ω負載

對發(fā)電機不加控制時，從圖7與圖8可以看出在3.5s時突加20Ω負載，交流側電壓基波頻率下降，整流橋直流側電壓下掉約170V,當在7s時卸載，頻率能恢復，電壓雖然能恢復，但恢復時間較長。

圖7 PLL跟蹤的交流側電壓基波頻率輸出

圖8 整流橋直流側電壓

3.4 對發(fā)電機采用SVG補償容性勵磁無功的加載和卸載仿真波形

對發(fā)電機控制繞組采用SVG補償容性勵磁無功電流，在整流橋直流側突加和突卸負載時，從圖9到圖14可以看出，整流橋直流側電壓對負載的大小不敏感，對于突加和突卸40Ω和20Ω負載，都能經(jīng)過一個較短的過渡時間后保持直流電壓的穩(wěn)定；PLL跟蹤的交流側電壓基波頻率隨著負載的改變而改變，進入穩(wěn)定后，40Ω和20Ω是分別對應了一個確定的頻率；SVG直流側電容除了在電容充電階段有一個過沖外，以后都能穩(wěn)定在指定的700V附近。

圖9 PLL跟蹤的交流側電壓基波頻率輸出（突加與突卸40Ω負載）

圖10 PLL跟蹤的交流側電壓基波頻率輸出（突加與突卸20Ω負載）

圖11 整流橋直流側電壓（突加與突卸40Ω負載）

圖12 整流橋直流側電壓（突加與突卸20Ω負載）

圖13 SVG直流側電容電壓（突加與突卸40Ω負載）

圖14 SVG直流側電容電壓（突加與突卸20Ω負載）

4 結語

從以上的實驗和仿真結果可以看出，本文提出的采用PLL跟蹤基波頻率，帶SVG的勵磁控制方案對于帶整流橋負載的雙繞組異步發(fā)電機有很好的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能，有進一步進行研究的價值。這種勵磁方法雖然只針對帶整流橋負載的直流電壓的穩(wěn)定問題進行了研究，也可推廣到其它負載。