PFC與PWM控制器復(fù)合芯片ML4824及其應(yīng)用研究

摘要：傳統(tǒng)的兩級APFC采用兩套控制電路和至少兩個功率開關(guān)管，增加了電路復(fù)雜程度及成本。隨著PFC/PWM兩級復(fù)合控制芯片的產(chǎn)生，兩級APFC的這一缺陷可以得到大大改善?；趯FC/PWM兩級控制復(fù)合芯片ML4824功能的簡介，對兩級APFC技術(shù)進行了研究，并通過帶PFC的蓄電池充電器的研制，證實了該復(fù)合控制的可行性和實用性。關(guān)鍵詞：功率因數(shù)校正；脈寬調(diào)制控制器；雙管正激變換器

1引言

20世紀(jì)90年代以來，隨著各國對用電設(shè)備輸入電流諧波含量的限制，以及各種限制輸入電流諧波的標(biāo)準(zhǔn)的建立，使有源PFC技術(shù)取得了長足的進展。有源PFC技術(shù)由于變換器工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，而具有體積小、重量輕、效率較高和功率因數(shù)高等優(yōu)點。從電路結(jié)構(gòu)上劃分，有源PFC可分為兩級PFC電路和單級PFC電路。單級PFC是近幾年研究的熱點，主要應(yīng)用于低功率電路中。兩級PFC技術(shù)適合于各種功率應(yīng)用范圍，具有THD低、PF高、PFC級輸出電壓恒定、保持時間長、輸入電壓范圍寬等眾多優(yōu)點。但兩級PFC方案因為具有至少兩個開關(guān)管和兩套控制電路，從而增加了成本和復(fù)雜度。隨著近年來出現(xiàn)的PFC/PWM兩級控制復(fù)合芯片的產(chǎn)生，兩級PFC的這一缺陷可望得到較大改善。基于兩級復(fù)合芯片ML4824，本文對兩級PFC技術(shù)進行了研究，并通過對帶PFC的蓄電池充電器的研制，證實了該復(fù)合芯片的實用性和可行性。

2ML4824的內(nèi)部結(jié)構(gòu)及基本特征

ML4824內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。ML4824由平均電流控制的Boost型PFC前級和一個PWM后級組成，PWM級可以用作電流型或電壓型。ML4824分為ML4824?1和ML4824?2兩種型號。ML4824?2在圖1中間部分多了一個“×2”的環(huán)節(jié)，表示ML4824?2中PWM級的頻率為PFC級的2倍，這樣可以使得PWM級的磁芯元件體積和重量更小。

3功能概述

ML4824各管腳功能如表1所列。與其它PFC芯片相比，除了具有功率因數(shù)校正功能外，ML4824還有很多保護功能，如軟啟動、過壓保護、峰值電流限制、欠壓鎖定、占空比限制等。

ML4824的優(yōu)點體現(xiàn)在以下3個方面：

PFC與PWM控制器復(fù)合芯片ML4824及其應(yīng)用研究

圖1ML4824內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖

圖2Boost?Buck兩級電路

1）它是一種PFC/PWM復(fù)合芯片，只需要一個時鐘信號，一套控制電路，就能控制兩級電路，簡化了設(shè)計。

2）PFC和PWM級分別采用了上升沿和下降沿的控制方式，減小了PFC輸出電容和PFC輸出電壓的紋波。

傳統(tǒng)的PWM變換器一般采用下降沿觸發(fā)或上升沿觸發(fā)的控制方式。在PFC/PWM兩級控制中，ML4824對觸發(fā)方式進行了精心設(shè)計，前后級分別采用上升沿觸發(fā)和下降沿觸發(fā)方式。

表1ML4824管腳排列管腳序號符號功能
1IEAOPFC級電流誤差放大器輸出
2IACPFC級輸入電壓波形采樣
3ISENSEPFC級輸入電流采樣
4VRMSPFC級輸入電壓幅值采樣
5SSPWM軟啟動
6VDCPWM輸出電壓誤差信號
7RMP1頻率設(shè)定
8RMP2PWM電流采樣
9DCILIMITPWM級限流腳
10GND接地腳
11PWMOUTPWM驅(qū)動信號輸出
12PFCOUTPFC驅(qū)動信號輸出
13VCC電源腳
14VREF7?5V電壓基準(zhǔn)
15VFBPFC級輸出電壓采樣
16VEAOPFC級電流誤差放大器輸出
圖2所示為Boost＋Buck兩級電路，兩級電路都工作在CCM狀態(tài)。當(dāng)兩級均采用下降沿模式的控制方式時，前級電路輸出電壓紋波可以表示為[1]VRipple=I2MAX×ESR＋（1）其中，I2MAX=（2）

當(dāng)兩級電路分別采用上升沿觸發(fā)和下降沿觸發(fā)方式，也即前后級功率管互補開關(guān)時，前級輸出電壓紋波為：

VRipple=(I2MAX－I3)×ESR＋（3）

從式（1）和式（3）可見，兩級電路分別采用上升沿觸發(fā)和下降沿觸發(fā)方式，將使前級輸出電壓紋波大大減小。這表明：在紋波相同情況下，該方式所需的輸出濾波電容，其容值可以大大降低，而且電容的發(fā)熱問題也得以改善，在成本、效率和體積上都有優(yōu)勢。

3）補償網(wǎng)絡(luò)的獨特設(shè)計實現(xiàn)了前后級的解耦，顯著地提高了PFC的誤差放大器的帶寬。

對于前級PFC電路而言，后級PWM級電路為恒功率負(fù)載特性，隨著輸入電壓升高，對應(yīng)輸入電流下降，也即其輸入電阻為負(fù)阻特性。為了不影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性，必須采用合適的補償網(wǎng)絡(luò)來實現(xiàn)前后級的解耦，圖3所示給出補償網(wǎng)絡(luò)電路示意圖。

與一般的補償網(wǎng)絡(luò)不同，該補償網(wǎng)絡(luò)中，電流環(huán)補償網(wǎng)絡(luò)的一端連接到芯片的基準(zhǔn)電壓，當(dāng)基準(zhǔn)電壓從零逐漸增大的時候，在IEAO（腳1）上產(chǎn)生一個壓差，從而防止PFC電路瞬間以最大占空比工作，起到PFC軟啟動的作用。電壓環(huán)補償網(wǎng)絡(luò)的一端直接接地。ML4824的電壓誤差放大器有一個非線性的特性，當(dāng)系統(tǒng)處于穩(wěn)定的狀態(tài)，誤差放大器的跨導(dǎo)保持一個

圖3PFC級工作原理示意圖

圖5前級PFC主電路

圖6后級PWM主電路

很小的值，當(dāng)母線電壓上有很大干擾，或負(fù)載變化時，誤差放大器的輸入端VFB將偏離2.5V，使得誤差放大器的跨導(dǎo)顯著提高，如圖4所示。這一特性大大提高了電壓環(huán)的帶寬，提高電壓環(huán)的響應(yīng)速度。

4帶PFC的蓄電池充電器研制

針對密封鉛酸蓄電池的充電裝置，基于復(fù)合控制芯片ML4824，設(shè)計完成了帶PFC的充電器原理樣機。具體設(shè)計指標(biāo)如下：

采用限流定壓方式充電；

功率因數(shù)PF>0.99；

輸入電壓范圍AC176～264V；

輸出功率Pout=1000W；

輸出浮充電壓Vout=48V；

最大充電電流Imax=20A。

根據(jù)以上要求，我們確定兩級電路方案：前級為采用Boost拓?fù)涞腜FC電路，實現(xiàn)功率因數(shù)校正的同時把輸入電壓提升到DC380V（圖5）；后級為應(yīng)用雙管正激拓?fù)涞腜WM電路，把DC380V母線電壓降到DC48VC，實現(xiàn)限流定壓方式充電（圖6）。

4.1PFC級電路設(shè)計

4.1.1功率級主要參數(shù)

1）儲能電感電感電流紋波以峰值電流的20％計，得出電感值L=0?53mH。選用上海鋼研所的鐵硅鋁磁粉芯SA?60環(huán)形磁芯，用65匝Φ0.5漆包線繞制而成。

2）輸出濾波電容由于采用了特殊的上升沿/下降沿觸發(fā)方式，有利于PFC級電路輸出電壓紋波的減小，本文電路最后取為220μF的電容，即可獲得較小的輸出電壓紋波（0.3V左右）。

4.1.2控制電路設(shè)計

PFC級控制電路如圖7所示。

母線上的饅頭波信號經(jīng)R2、R3、R4、C6、C7構(gòu)成的二階濾波網(wǎng)絡(luò)后作為輸入電壓前饋信號VRMS（腳4），同時母線上的饅頭波信號經(jīng)電阻R5成為輸入電壓波形采樣信號IAC（腳2）。輸出電壓經(jīng)R9、R17分壓送到ML4824的電壓誤差放大器的輸入端VFB（腳15），與基準(zhǔn)比較后成為電壓誤差信號VEAO（腳16）。VRMS、IAC、VEAO構(gòu)成ML4824內(nèi)部乘法器的三個輸入端。R1為輸入電流采樣電阻，采樣的電流信號送到ISENSE（腳3）。R8、C11、C12和R18、C16、C17分別構(gòu)成電流誤差放大器和電壓誤差放大器的補償網(wǎng)絡(luò)。R10和C10為ML4824斜坡信號發(fā)生網(wǎng)絡(luò)，電路的開關(guān)頻率由這兩個參數(shù)決定。

1）開關(guān)頻率的確定

開關(guān)頻率與R10、C10的關(guān)系為R10=－961C10（4）

取R10=43kΩ，C10=470pF，fsw=100kHz

圖4電壓誤差放大器的跨導(dǎo)－VFB曲線

圖7PFC級控制電路

PFC與PWM控制器復(fù)合芯片ML4824及其應(yīng)用研究

2）輸出電壓采樣

電壓誤差放大器的基準(zhǔn)為2.5V，有=－1=－1=151

取R17=2.2kΩ，考慮到每個電阻上的電壓不宜超過200V，R9取為150kΩ和180kΩ兩個電阻的串聯(lián)，即R9=330kΩ。

3）輸入電壓前饋

ML4824要求當(dāng)輸入電壓最低時VRMS（腳4）電壓為1.2V，而且這個電壓必須經(jīng)過很好的濾波，才能準(zhǔn)確地反映輸入電壓的變化。

R2取2個510kΩ串聯(lián)，即R2=1.02MΩ，R3、R4分別取為R3=200kΩ，R4=10kΩ。

二階濾波電容可以由下式給出[2]：C6=（5）C7=（6）

式中：RTOT=R2＋R3＋R4。

C6、C7分別取為63nF、1μF。

4）輸入電壓波形采樣

乘法器的輸出為[3]

IGAINMOD=k×(VEAO－1.5)×IAC（7）

k為乘法器增益，當(dāng)VRMS腳輸入1.2V電壓時，也即輸入電壓最低時，k取最大值0.328。為了避免乘法器飽和，乘法器的輸出要限制在200μA以內(nèi)，因此R5要滿足R5?==2.16MΩ（8）

R5取2個1.2MΩ電阻串聯(lián)，即R5=2.4MΩ。

5）輸入電流采樣

輸入電流采樣電阻應(yīng)滿足[3]R1≤（9）式中：kM=k=0.328×1762=10160；

RMVLO為乘法器輸出截止電阻（3.5kΩ）。由此：R1≤=0.078Ω

R1取兩個0.1Ω/10W的功率電阻并聯(lián)，即50mΩ/20W。

6）電壓環(huán)、電流環(huán)補償網(wǎng)絡(luò)

電壓環(huán)和電流環(huán)補償網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)通過頻域仿真來優(yōu)化選取，使系統(tǒng)的開環(huán)增益和相角裕度在合理的范圍內(nèi)。電壓環(huán)補償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)選為R18取200kΩ，C16取270nF，C17取27nF。

電流環(huán)補償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)選為R8取33kΩ，C12取為289pF，C12取為2.89nF。

4.2PWM級電路設(shè)計

4.2.1功率級主要參數(shù)

1）變壓器設(shè)計磁芯選用EE55B，原副邊匝比為27/8，導(dǎo)線選用寬銅皮，原邊選用0.05mm厚銅皮，副邊選用0.25mm厚銅皮，寬度均為30mm。

2）輸出濾波電感L2=26.4μH。選取EE55B磁芯，12匝，氣隙為0.2125mm。

3）輸出濾波電容由于鋁電解電容的頻率特性較差，實際電路中采用3個470μF的電容并聯(lián)。

4.2.2控制電路設(shè)計

1）電壓環(huán)補償網(wǎng)絡(luò)同PFC級電路一樣，補償網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)由頻域仿真綜合考慮。

2）軟啟動選擇C8=1μF。

充電器中仍包括驅(qū)動電路設(shè)計、輔助電源設(shè)計等，由于篇幅關(guān)系，這里不一一詳述了。

5實驗結(jié)果與分析

5.1PFC級電路

1）輸入電壓與輸入電流波形

圖8為輸入電壓和輸入電流波形。

圖8（a）為未經(jīng)功率因數(shù)校正，輸入電流畸變嚴(yán)重；圖8（b）為經(jīng)功率因數(shù)校正后的波形，輸入電流很好地跟蹤了輸入電壓的波形，功率因數(shù)得到了大大的提高。實測功率因數(shù)可達0.999。

2）開關(guān)管的vGS與vDS波形

圖9所示為捕捉到的兩個PFC級電路開關(guān)管vGS與vDS波形。開關(guān)管上電壓尖峰很小，開關(guān)管工作狀態(tài)良好。

3）PFC級電路輸出電壓

圖10為PFC級電路輸出電壓波形。由于采用特殊的上升沿/下降沿觸發(fā)方式，輸出電壓紋波很小。

5.2PWM級電路

圖11為PWM級電路滿載時幾個主要的實驗波形，從圖中可以看出，實驗波形和理論分析是一致的。

6結(jié)語

兩級PFC/PWM復(fù)合芯片ML4824，把PFC和

PWM控制復(fù)合在同一個芯片上，簡化了電路設(shè)計，降低了成本。由于前后級分別采用上升沿/下降沿觸發(fā)方式，在輸出濾波電容很小的情況下就可得到很小的電壓紋波。電壓誤差放大器補償網(wǎng)絡(luò)的獨特設(shè)計實現(xiàn)了前后級的解耦，顯著地提高了PFC的誤差放大器的帶寬?；谠撔酒兄频膸FC的定壓限流方式充電器驗證了該芯片的可行性和優(yōu)點。

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