電壓調(diào)整模塊（VRM）拓?fù)渚C述

1引言

電壓調(diào)整模塊（VoltageRegulatorModule,VRM）是分布式電源系統(tǒng)（DistributedPowerSystem,DPS）（圖1）中的核心部件，它緊靠在需要供電的負(fù)載旁，可根據(jù)不同負(fù)載需要獨(dú)立調(diào)節(jié)輸出電壓，實(shí)現(xiàn)具有低電壓、大電流、高穩(wěn)定度輸出，高功率密度，快速響應(yīng)等優(yōu)良性能的高質(zhì)量電源系統(tǒng)。

根據(jù)輸入電壓的不同，VRM可分為5V、12V、48V輸入等不同種類，其相應(yīng)的電路拓?fù)溆性S多不同之處；根據(jù)輸出和輸入間是否隔離，VRM又可分成非隔離型和隔離型兩種。目前，VRM較多地采用5V輸入電壓，但隨著芯片負(fù)載電流越來(lái)越大，今后分布式電源系統(tǒng)中將較多地采用12V或48V總線電壓的VRM，經(jīng)變換輸出1V左右電壓供給工作站或服務(wù)器CPU芯片。

本文對(duì)近幾年提出的VRM拓?fù)渥饕痪C述，對(duì)每一種拓?fù)涞慕Y(jié)構(gòu)、原理和主要特點(diǎn)進(jìn)行簡(jiǎn)要介紹，同時(shí)介紹了交錯(cuò)并聯(lián)和內(nèi)置輸入濾波器等新的概念和技術(shù)。

2非隔離型VRM的主要拓?fù)?

2?15V輸入的VRM拓?fù)?

非隔離型VRM的拓?fù)浠旧鲜窃趥鹘y(tǒng)的Buck電路基礎(chǔ)上變化或改進(jìn)得到。圖2所示為低壓VRM中廣泛采用的同步整流Buck電路。由于用低壓MOSFET（其通態(tài)電阻很小，mΩ級(jí)）代替了肖特基（Schottky）整流管，因此可大大降低通態(tài)損耗，從而提高低壓VRM的效率和功率密度。

同步整流Buck電路中，濾波電感L一般取得較大，以確保負(fù)載變化時(shí)Buck電路始終工作于電流連續(xù)狀態(tài)，減小輸出電流紋波，從而減小濾波電容值，縮小體積，提高電源的功率密度。但在負(fù)載瞬態(tài)變化過(guò)

圖1分布式電源系統(tǒng)的一種典型結(jié)構(gòu)[2]

圖2同步整流Buck電路

圖3QSW工作波形

圖4交錯(cuò)連接QSW和消紋波原理

(a)交錯(cuò)連接原理圖(b)紋波抵消示意圖

程中，過(guò)大的濾波電感限制了能量的傳輸速度，負(fù)載瞬態(tài)變化所需要（或產(chǎn)生）的能量幾乎全部由濾波電容提供（或吸收）。特別在大電流負(fù)載情況下，必須增加濾波電容（一般采用多電容并聯(lián)以減小ESR和ESL），使電源的體積增大，功率密度降低，也增加了產(chǎn)品的制造成本。由此可見，同步整流Buck電路難以滿足今后芯片發(fā)展對(duì)電源的要求。

為了克服同步整流Buck電路在瞬態(tài)響應(yīng)等方面存在的不足，文獻(xiàn)[3]提出了一種準(zhǔn)方波（Quasi?Square?

Wave,QSW）工作方式的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。該電路結(jié)構(gòu)與同步整流Buck電路相同，但其輸出濾波電感L遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于同步整流Buck電路中的L值，使QSW電路的瞬態(tài)響應(yīng)時(shí)間很短。從工作波形（圖3）可見，開關(guān)Q1和Q2均可以實(shí)現(xiàn)接近零電壓開通，使MOSFET的密勒（Miller）效應(yīng)影響減小，開關(guān)損耗和柵極驅(qū)動(dòng)功耗亦減小[1]。但QSW電路也存在著許多問(wèn)題，首先由于IL的紋波增大，使流過(guò)開關(guān)管的電流有效值增大，通態(tài)損耗增加；其次需要很大的輸出濾波電容濾除紋波；再次大的紋波電流亦使磁性元件的損耗增加，使應(yīng)用QSW拓?fù)涞腣RM總體效率低于同步整流Buck電路[1][3]。

為了減少Q(mào)SW電路輸出電流的紋波，同時(shí)又能滿足快速瞬態(tài)響應(yīng)的要求，文獻(xiàn)[3]提出了一種交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)，將多個(gè)QSW電路交錯(cuò)并聯(lián)起來(lái)，達(dá)到減小輸出紋波電流的目的。圖4所示為其原理圖和紋波抵消原理示意圖。圖5所示為多相交錯(cuò)并聯(lián)QSW的消紋波效果比較。

從圖5可以看到，多相QSW電路交錯(cuò)并聯(lián)，并合理地選取同步整流開關(guān)控制脈沖占空比，可以明顯減小輸出電流紋波，因此可以用比單相QSW電路中小得多的濾波電容，使電路同時(shí)滿足靜態(tài)和瞬態(tài)變化的要求；交錯(cuò)并聯(lián)QSW電路不僅可以減小輸出電流紋波，同時(shí)也減小了輸入電流紋波，使輸入濾波電容減小，電容所占體積減小，加上整個(gè)電路的效率提高，使VRM功率密度提高成為可能。

2?212V輸入的VRM電路拓?fù)?img onload="if(this.width>620)this.width=620;" onclick="window.open(this.src)" style="cursor:pointer" height=24 src="/uploadfile/mndz/uploadfile/201105/20110522111452305.JPG" width=14>對(duì)Buck電路而言，其電壓轉(zhuǎn)換比M==D，在輸出電壓一定的條件下，輸入電壓越高，則D越小。圖6所示為同步整流開關(guān)控制脈沖占空比D與輸出電壓VO之間的關(guān)系曲線，可見，當(dāng)輸入電壓Vin=12V,輸出電壓VO=1.0V時(shí)，占空比D已小于0.1，過(guò)小的占空比將給電路工作和性能帶來(lái)許多問(wèn)題[1][4]：

（1）引起不對(duì)稱瞬態(tài)響應(yīng)，卸載（Stepdown）響應(yīng)性能遠(yuǎn)差于加載（Stepup）響應(yīng)性能，如圖7所示。在這種不對(duì)稱工作情況下，只能根據(jù)卸載瞬態(tài)響應(yīng)設(shè)計(jì)輸出濾波器等電路參數(shù)，給參數(shù)的優(yōu)化帶來(lái)很大困難。

（2）引起變換器整體效率下降。整流開關(guān)管Q1為硬關(guān)斷工作方式，在相等的輸出平均電流條件下，12V輸入電壓時(shí)的電流紋波比5V輸入電壓時(shí)大許多

圖5多相并聯(lián)QSW的消紋波效果

圖6Buck電路占空比與電壓間的關(guān)系

D1:Vin=5VD2:Vin=12V

圖7不對(duì)稱瞬態(tài)響應(yīng)

圖8濾波電感電流紋波

圖9抽頭電感Buck電路

圖10抽頭電感Buck等效電路

圖11抽頭電感Buck的工作波形

圖12不同電路占空比比較

M1:n=1M2:n=2M3:n=3

（圖8），因此關(guān)斷時(shí)的峰值電流也很大；同時(shí)，加在Q1兩端的關(guān)斷電壓（Vin－Vout）較大，所以輸入電壓升高，關(guān)斷損耗增大，使變換器整體效率下降；對(duì)同步整流管Q2而言，起決定作用的是通態(tài)損耗。在很小的占空比條件下，電流紋波增大，使流過(guò)Q2的電流有效值較大，同時(shí)由于Q2導(dǎo)通時(shí)間很長(zhǎng)，所以Q2的通態(tài)損耗增大，也使變換器整體效率下降。

（3）由于開關(guān)管控制脈沖占空比很小，因此多相交錯(cuò)并聯(lián)所產(chǎn)生的消紋波效果不顯著。當(dāng)輸入電壓Vin=12V,輸出電壓VO=1.5V時(shí)，占空比D=0.125，從圖5可以看到，四相交錯(cuò)并聯(lián)后的紋波只消除了大約40％。若輸出電壓進(jìn)一步降低，則消紋波效果還要差。消紋波的效果越差，意味著為滿足瞬態(tài)響應(yīng)性能指標(biāo)所加的輸出濾波電容越大，這是我們所不希望的。

存在以上這些問(wèn)題的主要原因是在輸入電壓為12V或更高時(shí)Buck電路的占空比D過(guò)小，因此解決問(wèn)題的思路就是如何設(shè)法增大D。文獻(xiàn)[1]和[4]中介紹了一種稱為抽頭電感Buck電路，其電路、等效電路及其工作波形分別如圖9、圖10及圖11所示。抽頭電感Buck電路的電壓轉(zhuǎn)換比M==，通過(guò)設(shè)計(jì)抽頭電感的匝比“n”，可將開關(guān)脈沖占空比D擴(kuò)展至一個(gè)較合理的值。圖12為抽頭電感Buck電路和傳統(tǒng)Buck電路(n=1)的比較，從圖中可見，當(dāng)輸入電壓Vin=12V,VO=1.5V時(shí)，中間抽頭電感（n=2）Buck電路的開關(guān)脈沖占空比D已擴(kuò)展至0.222，接近傳統(tǒng)Buck電路的2倍。

由于開關(guān)脈沖占空比D的擴(kuò)展，使抽頭電感Buck電路的許多性能優(yōu)于傳統(tǒng)Buck電路：

①適當(dāng)選取匝比n（n在2與3之間）,可獲得對(duì)

圖13開關(guān)電壓應(yīng)力與匝比的關(guān)系

圖14開關(guān)電流應(yīng)力與匝比的關(guān)系

圖15有源箝位耦合Buck電路及工作波形

(a)有源箝位耦合Buck電路(b)工作波形

稱的瞬態(tài)響應(yīng)性能，有利于效率的優(yōu)化。

②抽頭電感Buck電路中，開關(guān)Q1的主要損耗仍是其關(guān)斷損耗，但比傳統(tǒng)Buck電路中Q1的損耗小，從而改善了電路的效率。這是因?yàn)?，Q1電流的紋波較小，在相同的平均輸入電流時(shí)，Q1的峰值電流較傳統(tǒng)Buck電路時(shí)小得多，因此減少了Q1的關(guān)斷損耗。

③由于Q1脈沖占空比D的擴(kuò)展，使交錯(cuò)并聯(lián)的消紋波效果更加顯著。對(duì)n=2的抽頭電感Buck電路，從圖12可見其Q1脈沖占空比D從0.125擴(kuò)展至0.222，從圖5可以讀出其紋波消除已達(dá)85％，可使輸出濾波器更小，損耗更低。

當(dāng)然，抽頭電感Buck電路也有其不足之處：

①開關(guān)Q1的電壓應(yīng)力隨n的增大而增大，如圖13所示（Vin=12V,VO=1.5V）；由于耦合電感存在漏感，使Q1關(guān)斷時(shí)承受很大的電壓尖峰（圖11）。因此必須選用較高耐壓的MOSFET，而高壓MOSFET的通態(tài)電阻往往較大，使Q1的通態(tài)損耗增大。

②開關(guān)Q2的電流應(yīng)力隨n的增大而增大，如圖14所示（Vin=12V，VO=1.5V，IO=50A），因此不希望取很大的n。

從上面分析可以看到，抽頭電感Buck電路是12V輸入VRM的一個(gè)較好的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，但由于存在很高的尖峰電壓使它難以被實(shí)際采用。文獻(xiàn)[1][4]提出了一種有源箝位耦合Buck電路，可以解決上述尖峰電壓?jiǎn)栴}，其電路拓?fù)浜凸ぷ鞑ㄐ稳鐖D15所示。

有源箝位耦合Buck電路的電壓轉(zhuǎn)換比M==，當(dāng)Vin=12V,VO=1.5V，n=2時(shí)，D=0.285，比中間抽頭電感（n=2）Buck電路（D=0.222）還大，可以進(jìn)一步改善電路的工作狀況；由于箝位電容作用，開關(guān)的電壓應(yīng)力被箝位在2（Vin－VO），不隨n變化，在12V輸入時(shí)約為20V，因此可以選用廣泛使用的耐壓30V的MOSFET作為開關(guān)管，使成本和損耗降低；此外，變換器的輸入電流是連續(xù)的，因此可減小輸入濾波器的尺寸。

有源箝位耦合Buck電路可以解決抽頭電感Buck電路中由于漏電感所產(chǎn)生的尖峰電壓?jiǎn)栴}，同時(shí)改善或保持了抽頭電感Buck電路的優(yōu)點(diǎn)，是12V輸入VRM較好的一種拓?fù)?，將它與交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)和集成磁（IntegratedMagnetics）技術(shù)結(jié)合起來(lái)，可以實(shí)現(xiàn)具有高效率，快速瞬態(tài)響應(yīng)性能的12V輸入VRM。但該電路拓?fù)淙杂胁蛔阒?，從圖15的工作波形可以看到，有源箝位耦合Buck電路的輸入電流存在較嚴(yán)重的突變，即某些時(shí)段的di/dt較大。因此，必須在有源箝位耦合Buck電路的輸入端加濾波電路；同時(shí)，該拓?fù)涞妮敵龆艘泊嬖陔娏魍蛔儐?wèn)題，使輸出濾波電容的電流有效值增加，效率降低，使用壽命縮短；由于濾波電容等效串聯(lián)電感（ESL）的存在，輸出電流的突變還會(huì)引起輸出電壓的開關(guān)噪聲。

圖16內(nèi)置輸入濾波器的有源箝位耦合Buck電路

圖17傳統(tǒng)推挽變換器及其主要工作波形

(a)傳統(tǒng)推挽變換器電路(b)工作波形

為了解決上述電流突變問(wèn)題，文獻(xiàn)[5]將內(nèi)置輸入濾波器概念[6]引入至上述有源箝位耦合Buck電路中，提出了改進(jìn)的有源箝位耦合Buck電路，如圖16所示。

由于箝位耦合電容CS與漏感所形成的輸入濾波器作用，使輸入電流和輸出電流的變化比較平緩，因此可大大減小外加輸入濾波器的尺寸，甚至可以不要外加濾波器而直接利用內(nèi)置濾波器，從而減少元件的數(shù)目。

3隔離型VRM的主要拓?fù)浼靶阅鼙容^

隨著計(jì)算機(jī)芯片對(duì)電源容量和瞬態(tài)響應(yīng)要求的不斷提高，現(xiàn)在被廣泛采用的低壓（如5V）分布式電源系統(tǒng)將難以滿足要求，會(huì)逐漸被高壓（如48V）分布式電源系統(tǒng)所取代。與低壓分布式電源系統(tǒng)相比較，高壓分布式電源系統(tǒng)有許多顯著優(yōu)點(diǎn)[7]。

從前面的討論我們知道，低壓VRM的電路拓?fù)浜茈y被應(yīng)用到高壓VRM中。因此高壓VRM一般采用具有降壓變壓器的隔離型電路拓?fù)?，降壓變壓器起著降壓和隔離雙重作用。

對(duì)低壓大電流輸出VRM而言，副邊變換器的功率損耗對(duì)整個(gè)電路的效率起著主要作用，因此，為提高電路的轉(zhuǎn)換效率，必須努力降低副邊變換器的損耗，特別是整流器損耗和變壓器的繞組損耗。用同步整流器（低壓MOSFET）替換肖特基整流器可以減少整流器損耗；而降低變壓器的繞組損耗必須努力減小副邊繞組電阻和流過(guò)的電流有效值。合理選擇繞組和變壓器結(jié)構(gòu)可以減小繞組電阻，采用倍流器（Current?Doubler）拓?fù)淇梢詼p小副邊電流的有效值[8]。與倍流器輸出相適應(yīng)，變壓器原邊一般采用具有對(duì)稱工作方式的推挽變換器、半橋變換器和全橋變換器。

圖17所示為倍流整流電路（CurrentDoublerRectifier）輸出的傳統(tǒng)推挽變換器及其主要工作波形。

傳統(tǒng)推挽變換器的最主要問(wèn)題是當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷（對(duì)Q1而言，t=ton）時(shí)，變壓器的漏感產(chǎn)生很大的尖峰電壓加在管子兩端，這與反激變換器的工況相同。為了解決這一問(wèn)題，文獻(xiàn)[7]提出一種新型的推挽正激（Push?PullForward）變換器，其原理圖和主要工作波形如圖18所示。

圖18推挽正激變換器及其主要工作波形

(a)推挽正激變換器電路(b)工作波形

圖19改進(jìn)型推挽正激變換器電路

與傳統(tǒng)推挽變換器電路相比較，推挽正激變換器電路中引入了一個(gè)箝位電容C。在t=0～ton期間，Q1導(dǎo)通，Q2截止，輸入電壓Vin通過(guò)Q1加在繞組1上，而電容C上的電壓VC（等于Vin）則加在繞組2上，這時(shí)電路就象是兩個(gè)正激電路并聯(lián)工作。當(dāng)Q1關(guān)斷后，漏感電流使Q2的反并二極管導(dǎo)通續(xù)流，而電容C將開關(guān)管Q1的端電壓箝位在2Vin，因此可以選用額定電壓較低的開關(guān)管以降低通態(tài)損耗。

該推挽正激變換器為一個(gè)二階系統(tǒng)，其控制較簡(jiǎn)單，瞬態(tài)響應(yīng)快；它具有較高的轉(zhuǎn)換效率，而且變壓器和電感可以很容易集成在一起[9]，從而大大提高變換器的功率密度。

最近，文獻(xiàn)[10]將內(nèi)置輸入濾波器概念[6]引入至推挽正激變換器中，提出了改進(jìn)型推挽正激變換器，如圖19所示。這一新拓?fù)渲械拈_關(guān)電流和繞組電流與推挽正激變換器中的相同，但輸入電流卻幾乎是平坦的，這是由于輸入電流同時(shí)流過(guò)兩個(gè)繞組且有紋波抵消作用，這正是內(nèi)置輸入濾波器的作用[6]。改進(jìn)型推挽正激變換器的輸入濾波器尺寸可以大大減小，或直接利用變壓器的漏感作為輸入濾波器，且可與其它磁元件集成在一起，使變換器的效率得到大大提高[10][11]。

4結(jié)語(yǔ)

VRM拓?fù)溆性S許多多，每種拓?fù)溆衅涮攸c(diǎn)和適用的工況。將準(zhǔn)方波工作方式的同步整流Buck電路交錯(cuò)并聯(lián)，可大大降低輸出電流紋波，從而減小輸出濾波器的尺寸，同時(shí)滿足快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)和高效率、高功率密度的要求；通過(guò)自耦合電感，可以拓展整流開關(guān)管的占空比，改善電路的瞬態(tài)響應(yīng)性能，提高變換器整體轉(zhuǎn)換效率；有源箝位電路可以抑制漏感引起的尖峰電壓，減少開關(guān)器件的電壓應(yīng)力，同時(shí)亦可降低電路損耗；將內(nèi)置輸入濾波器概念引入VRM拓?fù)渲?，并利用集成磁技術(shù)，可進(jìn)一步改善電路工況，減小濾波器尺寸。

目前VRM拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)改進(jìn)或新拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的提出，其基本思想是如何滿足VRM高效率、高密度和快速瞬態(tài)響應(yīng)的要求，同時(shí)非常重視包括磁集成技術(shù)在內(nèi)的集成封裝技術(shù)的運(yùn)用，并將能否采用集成技術(shù)作為判斷拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)性能優(yōu)劣的一個(gè)重要因素，因此這應(yīng)成為我們今后研究VRM技術(shù)的努力方向。