毫米波發(fā)射機中頻調制的設計方案

　　隨著通信事業(yè)的發(fā)展，信息傳輸量日益增加，無論公用通信網還是專用通信網，通信的業(yè)務量都在迅猛增長，紅外和光系統(tǒng)已出現(xiàn)局限性，微波頻譜也已經非常擁擠，面臨這樣的局面，毫米波通信以其得天獨厚的優(yōu)點得到各個領域的廣泛應用。

　　毫米波波長短，其設備體積小、重量輕、耗電小、機動性好，在同樣口徑天線下，短波長的毫米波能實現(xiàn)窄波束、低副瓣，因而在目標跟蹤和識別上能提供極高的精度和良好的分辨率，同時窄波束還可提高系統(tǒng)的隱蔽性和抗干擾能力。可通過構建基于軟件無線電原理的毫米波通用硬件平臺將其系統(tǒng)化，而基于軟件無線電原理的毫米波硬件平臺，要求系統(tǒng)的各個組成部分具有可編程、靈活以及小型化的特點。在最大程度上實現(xiàn)該硬件平臺的開放性、數字化、標準化和可編程化。數字上變頻和下變頻技術是構建毫米波通用硬件平臺的關鍵技術?；诖耍疚慕o出一種兩次變頻法的毫米波發(fā)射端上變頻方案，并利用Altera公司的Cyclone系列EP1Cl2F324完成基帶數字信號處理，實現(xiàn)對AD9-857的控制，在數字域完成基帶數字信號的內插濾波、正交調制、D/A變換等功能，實現(xiàn)70 MHz中頻載波上的QDPSK調制。

　　1 毫米波發(fā)射機

　　發(fā)射機是毫米波通信設備中的重要組成部分，其作用是將已調波經過變頻、放大、濾波等處理后，輸送給天饋系統(tǒng)，發(fā)向通信對方或轉發(fā)中繼站。發(fā)射機的變頻方案可分為兩種：直接變頻法和兩步變換法。直接變頻法是將調制和上變頻合二為一，在一個電路里完成;兩步變換法是將調制和上變頻分開，先在較低的中頻上進行調制，然后將已調信號上變頻到較高的載頻上(毫米波頻率)。

　　直接變頻法雖然簡單，但由于其承受功率限制，電路不能有效地提供足夠的輸出功率和較大的動態(tài)范圍，并且其他諧波的電平會遠高于所需的信號，對濾波器和放大器的要求也非常高。兩步變換法可減弱直接變頻法的缺點，并且對載波適應性強，頻率靈活性好，合理的頻率配置可有效地抑制各種雜散和變頻過程中產生的諧波、交調分量，提高系統(tǒng)的抗干擾性能。本方案采用兩步變換法，又由于系統(tǒng)工作在毫米波頻段，其工作頻率比較高，采用二次或多次的變頻方案。

　　本設計要將70 MHz的信號上變頻到31 GHz輸出，考慮到經過功率放大后的強發(fā)射信號泄漏對發(fā)射機性能指標將造成影響，并且此時采用濾波器來提取輸出信號非常困難，代價昂貴，因此采用兩次變頻的方法，將中頻信號調制后上變頻到毫米波頻段。設計方案如圖1所示。

　　圖1中，基帶信號經中頻調制后得到70 MHz的中頻信號，中頻信號經中頻放大和低通濾波后與2.93 GHz混頻得到3 GHz，再將3 GHz與29 GHz混頻得到31 GHz，即利用混頻上變頻到毫米波頻段。其中帶通濾波器用于抑制邊帶噪聲及倍頻產生的干擾，射頻放大器用于補償倍頻損耗。對于第一本振為獲得較高的頻率穩(wěn)定度、相位噪聲指標和頻率分辨率，可采用混頻鎖相法設計。對于第二本振，由于其頻率達到29 GH- z，接近毫米波頻段，可采用微波鎖相，然后再倍頻的方案實現(xiàn)。

　　2 中頻調制方式選擇

　　毫米波信道一般為非線性信道。主要是以數字恒包絡調制為主，非恒包絡調制信號或多載波信號經過毫米波非線性信道時，將導致頻譜擴展或產生交調失真信號。帶內失真分量會干擾調制信號，產生矢量偏差，影響調制精度，使接收解調時的誤碼率增加;帶外失真分量則會干擾鄰近的信道。同時由于毫米波的功率放大技術成本較高，功率輸出有限，毫米波信道是屬于功率受限型，在接收端應采用相干解調技術。因此在選擇適合毫米波通信信道的調制方式時，要注意以下幾點：

　　(1)要注意它與系統(tǒng)在信噪比方面的匹配度，要盡量使用在相同信噪比的條件下，具有較低誤碼率的調制方式，同時要考慮其頻帶的利用率;

　　(2)要考慮其在非線性信道上性能的惡化量，要盡量使用恒包絡調制方式;

　　(3)要分析其抗衰落的性能并考慮采用適當的措施予以補償。

　　數字通信系統(tǒng)中主要有ASK，F(xiàn)SK和PSK三種基本的調制方式，對目前常用的調制解調方式進行性能比較，可得出，在調制方式的實現(xiàn)方面，2PSK/2DPSK設備簡單、抗干擾能力強，對衰落信道和非線性信道的適應能力強，但頻譜利用率不高。2FSK設備簡單，對衰落信道和非線性信道的適應能力強，但其頻譜利用率和抗干擾能力都比2PSK/2DPSK差。4PSK/4DPSK的頻譜利用率是2PSK/2DPSK的兩倍，抗干擾能力與后

　　者一樣。設備復雜程度只有少許增加，對衰落信道的適應能力適中，對信道的線性指標要求也不太高。8PSK與4PSK/4DPSK相比，具有更高的頻率利用率，但設備復雜程度有所增加，對信道的衰落和失真特性也比后者敏感，需要采取一定措施來改善性能。

　　在抗噪方面，PSK性能最好、DPSK次之，其三是FSK，而ASK性能最差。但是，PSK系統(tǒng)的性能雖然優(yōu)于DPSK系統(tǒng)，可它容易出現(xiàn)“相位模糊”。從系統(tǒng)的頻帶利用率來看，PSK和ASK比FSK占據更窄的信道帶寬，即PSK和ASK更有效，所以從抗噪聲性能和提高信道帶寬利用率角度來看，PSK是所有二進制鍵控方式中最優(yōu)的一種。

　　通過以上分析，由于QDPSK的頻譜利用率高于BPSK等方式，而抗噪聲性能要高于8PSK，16QAM等，且工程實現(xiàn)簡單，成本較低，因此本設計選用QDPSK調制方式。

　　3 數字正交上變頻器選擇

　　數字上變頻器主要是對輸入數據進行各種調制和頻率變換，即在數字域內實現(xiàn)調制和混頻。表1給出了具有代表性的數字上變頻器HSP-50215，GC4114和AD9857三種芯片的性能比較。

　　在比較了3種芯片的雜散性能和頻率分辨率等性能參數的基礎上，可得出AD9857的工作頻率最高，由于集成的高速直接數字合成器輸出頻率要小于系統(tǒng)時鐘的43%，因此輸出頻率范圍最大。此外AD9857內部的14位高性能高速數/模轉換器，可提高系統(tǒng)的集成度和穩(wěn)定度。綜上所述，本文采用AD9857實現(xiàn)毫米波系統(tǒng)數字上變頻。

　　4 中頻調制設計

　　本設計采用基于DDS技術的正交上變頻器AD9857與FPGA相結合的方案實現(xiàn)70 MHz中頻的QDPSK調制。系統(tǒng)框圖如圖2所示。

　　由圖2可知，基于EP1Cl2F324的FPGA主要實現(xiàn)基帶信號處理、FPGA與AD9857的串口通信、FPGA與AD9857的并口通信和時鐘控制設計。

　　信源首先經串并轉換將輸入的單路串行數據轉換為雙路并行數據，經過串并轉換產生的數據速率減半，再經過“差分編碼”轉換為相對碼，通過并口送入AD9857進行絕對調相。在FPGA與AD9857串口通信中，當CS為低電平時，開啟AD9857的串口，F(xiàn)PGA通過SDIO將控制字發(fā)送給AD9857，設置AD9857的工作方式，當CS為高電平時，關閉AD9857的串口，串口通信仿真如圖3所示。在FPGA與AD9857的并口通信中，當TXEN-ABLE為高電平時，通過PDCLK讀取FPGA中的14位并行數據送入AD9857，當TXENABLE為低電平時，關閉AD9857的并口，并口通信仿真如圖4所示。

　　40 MHz晶振為EPlCl2F324提供系統(tǒng)時鐘;經FPGA八分頻后通過SCLK送入AD9857中，作為串口通信時鐘;經AD9857內部PLL倍頻器五倍頻后，作為AD9857的內部系統(tǒng)時鐘。

　　AD9857工作在正交調制模式，14位并行I/Q數據分成兩路交替輸入，經過CIC濾波器，可編程內插器后送人正交調制器。DDS核產生正交本振信號到正交調制器，分別與I/O信號相乘后相加或相減，產生正交調制信號。最后通過14位DAC轉變?yōu)檎徽{制的模擬信號輸出。

　　5 結語

　　采用AD9857和FPGA相結合的方法實現(xiàn)了中頻調制，由于AD9857采用了直接數字頻率合成技術，消除了由模擬調制所引起的相位、增益的失衡和交調失真。該設計簡化了系統(tǒng)結構，降低了成本，提高了系統(tǒng)的性能和可靠性。同時提出了一種采用兩次變頻的上變頻方案，此方案降低了毫米波濾波器的設計難度，減弱了功率放大后的強發(fā)射信號泄漏對發(fā)射機性能指標造成的影響。