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基于控壓型DCDC變換器電流環(huán)路補償設(shè)計

作者: 時間:2011-03-31 來源:網(wǎng)絡(luò) 收藏

固定頻率峰值電流模式PWM(Pulse WidthModulation) DC-DC變換器同傳統(tǒng)的電壓模式控制相比,具有瞬態(tài)響應(yīng)好,輸出精度高,帶載能力強等優(yōu)點,因而被廣泛應(yīng)用。作為重要的模擬單元,斜坡補償電路和電流采樣電路是電流模式PWM控制的根基,對電流模式控制中電流環(huán)路的穩(wěn)定性起著重要作用。

1 電路結(jié)構(gòu)

圖1所示是典型峰值電流模式PWM Boost DC-DC控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖。當(dāng)電壓外環(huán)的電壓反饋信號經(jīng)過誤差放大得到的誤差信號VE送至PWM比較器后,將與電流內(nèi)環(huán)的一個變化的、其峰值代表輸出電感電流峰值的三角波或梯形尖角狀合成波信號VE比較,從而得到PWM脈沖關(guān)斷閾值。即:

在(1)式中:第一項為斜坡補償部分,用于保證電流環(huán)路的穩(wěn)定;第二項反映了電感電流的大小,通常由電流采樣電路產(chǎn)生;第三項用于產(chǎn)生一個固定的基礎(chǔ)電平,以為PWM比較器輸入端圖1 典型峰值電流模式PWMBoostDC—DC控制系統(tǒng)框圖提供一個合適的直流工作點。

因此,峰值電流模式控制不是用電壓誤差信號直接控制PWM脈沖寬度,而是通過控制峰值輸出端的電感電流大小,然后來間接地控制PWM脈沖寬度。

但是,電流模式的結(jié)構(gòu)決定了其應(yīng)用時存在電流內(nèi)環(huán)在占空比大于50%時的開環(huán)不穩(wěn)定現(xiàn)象、亞諧波振蕩、非理想的環(huán)路響應(yīng),以及容易受噪聲影響等幾個固有缺點。針對上述問題,在環(huán)路的補償方式上,除了電壓環(huán)路的RC串聯(lián)補償之外,還必須對電流環(huán)路進行補償,以滿足電流環(huán)路的穩(wěn)定性要求。有效的解決方法是采用斜坡補償技術(shù),并在提高電流采樣精度的同時降低采樣損耗,以保證電流環(huán)路的穩(wěn)定。

本文利用對振蕩器充放電電容上的電壓作V/I轉(zhuǎn)換來得到穩(wěn)定且斜率易于調(diào)節(jié)的補償斜坡,同時采用功率SENSEFET作為采樣器件,并結(jié)合設(shè)計簡潔的V/I變換,使采樣系數(shù)不受溫度和工藝的影響,從而在得到較高精度采樣值的同時,還減低了損耗。

2 電路原理分析

2.1 斜坡補償

圖2給出了在誤差信號VE上疊加斜坡補償電壓的方法。VE為電壓反饋回路的誤差放大信號,實線波形為未加擾動的電感電流,虛線為疊加△I0擾動量的電感電流,D為占空比,m1、m2分別為采樣得到的等效電感電流的上升和續(xù)流斜率。

圖1所示的電路同時給出了在電流反饋電壓上疊加斜坡補償電壓的方法。通過比較分析可知,兩種補償方法在效果上是等效的,但是第二種方法中的電路實現(xiàn)相對更簡單,因此較為常用。

2.2 電流采樣原理與方法

傳統(tǒng)電流采樣方法是在開關(guān)管的電流通路上串接檢測電阻,這樣不僅降低了DC-DC轉(zhuǎn)換器的效率,而且對于傳統(tǒng)工藝來說,制作這樣的小電阻也很困難。為了彌補這些不足,本文在SENSEFET采樣方法的基礎(chǔ)上,加入了簡潔的V/I變換電路,從而形成了一種結(jié)構(gòu)簡單且精度較高的采樣電路,其電路主體如圖l中的采樣電路所示。其中MM為POWER FET,其寬長比設(shè)計的非常大,可以減小其導(dǎo)通阻抗(本電路的典型值為150 mΩ);Ms為SENSE FET;檢測電阻RSEN可利用工作在線性區(qū)MOS管的導(dǎo)通阻抗特性,使其寬長比與Ms相同,因此,導(dǎo)通阻抗與Ms的相等,記為RSEN。為了減小采樣損耗,一般必須使(W/L)MM(W/L)Ms。

設(shè)(W/L)Ms:(W/L)MM=n(n的取值一般不低于100),開關(guān)管電流為IM,則有:

采樣電壓VSEN經(jīng)過簡潔實用的V/I轉(zhuǎn)換電路后,可將其轉(zhuǎn)換成所需要的采樣電流信號ISEN,然后與斜坡電流信號ISLOPE在R∑進行疊加,就可得到所需的電壓V∑。

3 改進型電路設(shè)計

3.1 斜坡產(chǎn)生電路

圖3所示是一種改進型斜坡產(chǎn)生電路,圖中,MP5、MP6為匹配的差分對管:Q1、Q2匹配(rCE(Q1)=rCE(Q2),為負載管,它們的發(fā)射極面積相等,為Q3的兩倍。負載管Q1、Q2采用三極管,可在高匹配性的同時大大減小噪聲影響。在Q2的集電極與基極之間加一個射極輸出的晶體管Q4,可以減小Q2和Q3基極電流對ID(MP6)的分流;而在Q2和Q3的基極與地之間加電阻R4,則可用來提高Q4的β。Vc為片內(nèi)振蕩器充放電電容上的鋸齒波電壓,Vc的變化范圍為V1-V2。其中V2和V1分別為振蕩器充放電的高、低設(shè)定電壓值。

此電路主要任務(wù)是將電容上的鋸齒波電壓轉(zhuǎn)換成所需要的斜坡電流。

3.2電流采樣電路

圖4所示為本系統(tǒng)中的電流采樣電路。該電流采樣電路由三部分組成:采樣電路、緩沖級電路和電壓/電流(V/I)轉(zhuǎn)換電路。其中采樣電路采樣得到反映電感電流的電壓VSEN后,可經(jīng)過優(yōu)化處理的緩沖級電路進行電平平移,從而得到VSEN’,以避免采樣電壓受到后級電路的影響,即:

最后,VSEN’經(jīng)過V/I轉(zhuǎn)換電路,就可以轉(zhuǎn)換成所需要的電流信號ISEN,以便和ISLOPE進行疊加。

因為圖4中的Q1和Q2匹配,偏置相同,所以Q1和Q2的發(fā)射極電壓近似相等,即:V2≈V3,因而可為v∑提供一個合適的直流電平。

4 仿真結(jié)果

采用0.6μm BCD工藝時,可對設(shè)計的電路進行仿真驗證。仿真條件為供電電壓VIN=5 V,輸出電壓VOUT=13 V,負載電流為500 mA。由仿真條件可知,占空比D>50%,但必須引入斜坡補償以保證電流環(huán)路的穩(wěn)定。

圖5所示是整體電路在典型情況下(D>50%),加入斜坡補償?shù)姆抡娌ㄐ巍F渲?,圖5(a)是電感實際的電流波形。其電感電流峰值為Iinductor_PEAK=1.796 A;圖5(b)是采樣得到的電感電流波形,其采樣電感電流峰值為Isensc_PEAK=10.505μA。

由于設(shè)計中的典型值R2=R3=10 kΩ,RDS(MM)=150 mΩ,RDS(MS)=15 Ω,n=100,故其電流采樣系數(shù)α為:7.5x10-6,采樣精度為77.9%。

圖5?是斜坡補償電路產(chǎn)生的斜坡電流波形,實測的補償斜坡的斜率為5.487 A/s,時鐘CLK為1.2 MHz,占空比為85.7%,T1=685.563 ns。由于本設(shè)計中的典型值為:

V1=0.4 V,V2=1 V,R=65 kΩ。

故可得其補償斜坡的斜率為:m=6.732 A/s。

因此可知,本設(shè)計的補償斜坡已經(jīng)達到較高精度(81.5%),可以滿足設(shè)計要求;

圖5(d)是電感電流采樣值與補償斜坡的合成波形??梢钥闯?,其斜坡補償?shù)募尤胗行У囊种屏藖喼C波振蕩。

5 結(jié)束語

本文針對峰值電流模式DC-DC轉(zhuǎn)換器固有的不穩(wěn)定性,設(shè)計了斜坡補償電路。采用固定斜率補償技術(shù),雖然在小占空比條件下會減弱電流模式PWM控制的優(yōu)點,但其電路結(jié)構(gòu)簡單,容易調(diào)節(jié),可降低設(shè)計難度,同時針對一般的便攜式設(shè)備,完全可以滿足應(yīng)用要求;而電流采樣電路使用SENSE FET,同時結(jié)合緩沖級和V/I轉(zhuǎn)換電路,可在采樣精度得到提高的同時減小損耗。因此,本設(shè)計中的兩個V/I轉(zhuǎn)換電路可以較好地移植到其它DC-DC變換器電路中。

目前,本電路已經(jīng)應(yīng)用在一款升壓型DC-DC芯片中,并且已經(jīng)完成了前期仿真。仿真結(jié)果達到了預(yù)期要求,證明了該電路的可行性。

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