矩陣式三相單相電源研究

目前矩陣式變頻器因采用具有輸入功率因數(shù)可調(diào)，輸出頻率連續(xù)，功率雙向流動(dòng)且無直流母線的矩陣式變換器(MC)而倍受關(guān)注。雖然三相用電設(shè)備廣泛應(yīng)用于生產(chǎn)領(lǐng)域，但是在一些行業(yè)(如感應(yīng)加熱和感應(yīng)熔煉)仍需要單相電源，而在這些行業(yè)用電對(duì)電網(wǎng)產(chǎn)生嚴(yán)重污染，如果將矩陣式變換器(MC)應(yīng)用在這些行業(yè)中將對(duì)新一代“綠色”電源產(chǎn)生深遠(yuǎn)的影響。在此綜合考慮因不同的控制策略，低頻段和高頻段對(duì)系統(tǒng)的資源占用率不同，故采用不同的控制策略，CPU采用DSP和CPLD聯(lián)合控制，實(shí)現(xiàn)了具有安全換流和相應(yīng)的保護(hù)功能的三相-單相調(diào)功電源，該電源就很好地應(yīng)用在相應(yīng)的場(chǎng)合，充分發(fā)揮矩陣式電源的優(yōu)良特性。

l 主電路結(jié)構(gòu)和換流策略

1．1 主電路結(jié)構(gòu)

系統(tǒng)電路采用的是三相-單相變換電路的其中一種較為簡(jiǎn)單的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)(帶中線)如圖1所示。將S1+和S1-均導(dǎo)通的狀態(tài)稱為S1狀態(tài)。為了盡可能多地濾除輸入電流中的由開關(guān)動(dòng)作產(chǎn)生的高頻諧波中高頻諧波成分，減少對(duì)電網(wǎng)側(cè)的高頻污染，并提高輸入功率因數(shù)，因此引入濾波器，阻尼電阻Rd有利于在轉(zhuǎn)折頻率點(diǎn)后高頻電流的衰減，并入電容有利于減小開關(guān)器件間的耦合。電路采用反向并聯(lián)IGBT構(gòu)成雙向開關(guān)，通過控制各個(gè)開關(guān)狀態(tài)的時(shí)間，實(shí)現(xiàn)目標(biāo)電壓。

1．2 換流策略

由主電路的基本特征和應(yīng)用在感應(yīng)加熱行業(yè)就決定了矩陣式變換器在工作過程中必須遵循兩個(gè)原則：矩陣式變換器的三相輸入中的任意兩相之間不能短路，避免使用電壓源短路造成過流。矩陣式變換器的輸出不能斷路，避免感性負(fù)載突然斷路而產(chǎn)生的過電壓。由此可見在換流的過程中必須選擇可靠的換流策略，為了解決這一問題采用傳統(tǒng)的基于電流檢測(cè)的四步換流策略較為合適。該方法必須加以電流檢測(cè)元件(電流互感器、霍爾傳感器等)，為了保證IGBT的可靠開通與關(guān)斷，將控制電壓設(shè)定為：開通電壓+15 V(記為1)，關(guān)斷電壓-5 V(記為O)。為了便于說明規(guī)定電流如圖1所示時(shí)記為I(+)，反之I(-)。四步換流開關(guān)轉(zhuǎn)換過程如圖2所示，現(xiàn)以由S1到S2狀態(tài)進(jìn)行換流的四個(gè)過程進(jìn)行說明，假設(shè)此時(shí)檢測(cè)輸出電流方向?yàn)镮(+)。第一步，在開通S2-之前必須將S1-關(guān)斷，否則U1和U2將通過S2+和S1-形成回路；第二步．開通S2-，如果U2>U1，此時(shí)負(fù)載電流將立刻從S1-轉(zhuǎn)移到S2-，否則負(fù)載電流將繼續(xù)通過S1+；第三步，在開通S2-前先關(guān)斷S1+，此時(shí)負(fù)載電流已轉(zhuǎn)移到S2+；第四步，開通S2-。

當(dāng)電流反向時(shí)采用相同的方法，只是開通順序的不同。由此可見采用四步換流法，既禁止了可能是電源發(fā)生短路的組合，又保證了在任意時(shí)刻至少有一條通路，從而提高了環(huán)流的安全性。值得注意的是在換流的過程中為了避免換流出錯(cuò)需要鎖存獲取的電流方向的信息。

2 控制策略

由于系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)所決定，空間矢量調(diào)制法以及雙電壓控制法均不能直接應(yīng)用于三相-單相矩陣式變換器中。為了使系統(tǒng)更為可靠合理的運(yùn)行，現(xiàn)在必須解決分配和控制雙向開關(guān)的通斷來達(dá)到輸出要求，在該系統(tǒng)中采用輸入擬合法，其以設(shè)定輸出電壓為目標(biāo)，確定適當(dāng)?shù)倪x擇原則，并基于該原則在每個(gè)采樣周期內(nèi)選擇相應(yīng)的輸入電壓，擬合出目標(biāo)電壓。就目前得到應(yīng)用的兩種控制策略而言，以輸入三相電壓中的最大相和最小相擬合出設(shè)定的輸出電壓，輸出電壓較為平穩(wěn)但是控制策略在高頻段CPU資源開銷大。以輸入電壓與輸出電壓的差值為選擇依據(jù)，其算法簡(jiǎn)單、在高頻段資源占有率低，但是在低頻段電壓輸出波動(dòng)大。

為了使系統(tǒng)得到更好的性能，采用二者相互結(jié)合的控制策略，在低頻段采用第一種控制策略，在高頻段采用第二種策略。

假設(shè)變換器的輸入為三相理想電源電壓，則：

對(duì)于第一種策略在每個(gè)采樣周期內(nèi)，只利用輸入電壓的最大相Umax和最小相Umin合成目標(biāo)輸出電壓U0。

與此對(duì)應(yīng)定義最大相開關(guān)函數(shù)Smax和Smin。在一個(gè)采樣周期內(nèi)，兩個(gè)開關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間T1，T2分別為：

式中：U0為輸出電壓參考值；Ts為采樣周期時(shí)間長(zhǎng)度。

在相應(yīng)的控制算法下其擬合示意圖如圖3所示。其實(shí)質(zhì)上類似于直流斬波電路，不過在此其是對(duì)交流斬波。利用該擬合方法進(jìn)行輸出得到的電壓比較平穩(wěn)。第二種控制策略較為簡(jiǎn)單在此不做詳述。高頻和低頻控制策略的轉(zhuǎn)換通過軟件來實(shí)現(xiàn)，輸出U0的頻率f0可以通過人機(jī)交互裝置進(jìn)行設(shè)定(假如設(shè)定50 Hz以下為低頻，以上為高頻)，其子程序結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。

3 數(shù)字控制系統(tǒng)組成

檢測(cè)的信號(hào)多而且要求精度高，同時(shí)產(chǎn)生相應(yīng)的控制信號(hào)要求實(shí)時(shí)性好。這樣就決定了其CPU要求特別高，為了滿足這一要求，該系統(tǒng)采用CPU為CPLD+DSP數(shù)字控制系統(tǒng)(見圖5)。為了使其各自的優(yōu)點(diǎn)充分發(fā)揮，利用DSP(TMS32LF2407)的模擬輸入通道接收來自信號(hào)檢測(cè)調(diào)制信號(hào)模塊的輸入／輸出信號(hào)實(shí)時(shí)計(jì)算并執(zhí)行控制策略(輸入擬合法)，再將其運(yùn)算的結(jié)果送給CPLD，CPLD根據(jù)相應(yīng)的信號(hào)進(jìn)行邏輯運(yùn)算實(shí)現(xiàn)邏輯換流功能。

在CPU運(yùn)行過程中CPLD和DSP同時(shí)接收輸入／輸出電壓電流信號(hào)，但是其實(shí)現(xiàn)的功能不一樣：DSP接收到的信號(hào)是為了控制策略的運(yùn)算，而CPLD接收的信號(hào)是為了保證每個(gè)時(shí)刻發(fā)出的控制信號(hào)的準(zhǔn)確性，當(dāng)CPLD發(fā)現(xiàn)故障時(shí)將進(jìn)行相應(yīng)處理并顯示故障位置。

4 矩陣式變換器(MC)系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)分析

在該系統(tǒng)的設(shè)計(jì)當(dāng)中CPU模塊采用SY-XDS510USB 2．0 DSP仿真器實(shí)現(xiàn)對(duì)雙向開關(guān)管的控制，從而實(shí)現(xiàn)MC系統(tǒng)的部分實(shí)驗(yàn)，以下是不同頻率下的電壓電流實(shí)驗(yàn)的波形圖，如圖6所示。

在低頻段由于最大相和最小相擬合出設(shè)定的輸出電壓控制策略，該策略類似于直流的斬波方法，所以其輸出的波形就是一斬波波形，由于和負(fù)載并入了電容，所以對(duì)負(fù)載兩端的電壓比較平穩(wěn)。對(duì)于高頻段采用的電壓逼近原則，所以輸出電壓和電流都存在一定的波動(dòng)，但是其節(jié)約了CPU的資源，提高了系統(tǒng)的可靠性。

5 結(jié)語(yǔ)

系統(tǒng)針對(duì)感應(yīng)加熱和感應(yīng)熔煉等行業(yè)進(jìn)行三相／單相電源變換，采用分頻段控制策略，實(shí)現(xiàn)了穩(wěn)定與資源的合理協(xié)調(diào)，達(dá)到了很好的效果。雖然控制方法和成本較高，但就其在功率因數(shù)以及對(duì)電網(wǎng)影響等各方面而言仍然遠(yuǎn)高于現(xiàn)有的變換方式。隨著集成模塊和控制方法的進(jìn)步，必將矩陣變換器應(yīng)用在更廣闊的領(lǐng)域。