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單電源儀表放大器電路圖

作者: 時(shí)間:2011-02-01 來源:網(wǎng)絡(luò) 收藏
出電壓會(huì)減小。此外,增加輸入共模電壓會(huì)增加A1的輸出電壓。在共模電壓較低的單電源應(yīng)用中,差模輸入電壓或REF上的電壓太高會(huì)使A1的輸出變?yōu)榈仉娖健]斎腚妷河行掀?.5V(如T1和T2的Vbe)可以增加一些擺動(dòng)范圍。

表1給出AD627在不同單電源輸入條件下的最大增益值,輸出擺幅是根據(jù)REF腳上的電壓得到的,REF上的電壓已經(jīng)被設(shè)置為2V或1V,以使增益和輸出擺動(dòng)范圍最大。注意在很多情況下,使單電源電壓值大于5V毫無好處(輸入范圍為0V至1V時(shí)除外)。

表1 AD627低共模單電源應(yīng)用的最大增益

Vin

REF Pin

Supply Voltage

Resulting max Gain

RG
tolerance)

Output Swing
w.r.t 0V

+/- 100mV,Vcm=0V

2V

+5 to +15V

12.0

28.7kΩ

0.8 to 3.2V

+/- 50mV,Vcm=0V

2V

+5 to +15V

23.7

10.7kΩ

0.8 to 3.2V

+/- 10mV,Vcm=0V

2V

+5 to +15V

119.9

1.74kΩ

0.8 to 3.2V

V- = 0V,V+= 0 to 1V

1V

+10 to +15V

7.5

78.7kΩ

1 to 8.5V

V- =0V,V+=0 to 100mV

1V

+5 to +15V

31

7.87kΩ

1 to 4.1V

V- =0V,V+= 0 to 10mV

1V

+5 to +15V

259.1

787kΩ

1 to 3.6V

4 濾去高頻共模信號(hào)

所有的儀表都能校正高頻中超出頻帶的信號(hào),一旦校正,這些信號(hào)就變成直流失調(diào)誤差出現(xiàn)在輸出端。圖9的電路提供了一個(gè)很好的RFI抑制,在儀表的通頻帶內(nèi)不會(huì)降低性能。電阻R1和電容C1(同樣R2C2)組成一個(gè)低通RC濾波器,- 3dB帶寬F=1/(2πR1C1),代入元件值,這個(gè)濾波器有大約40kHz的- 3dB帶寬。電阻R1R2要選擇足夠大,使電路輸入與電容分離,但不能大到增加電路噪聲的程度,為維持通頻帶的共模抑制,電容C1C2必須是± 5%乃至更好的元件,或經(jīng)測試能提供很好匹配的低成本元件。

維持低頻時(shí)的共模抑制,電容器C3是必需的。R1、R2C1C2構(gòu)成橋電路,橋電路的輸出與儀表放大器的輸入相接。C1,C2的任何失配都會(huì)導(dǎo)致橋電路失衡并減小共模抑制。C3確保任何RF信號(hào)為共模信號(hào)(極性幅值相同地出現(xiàn)在儀表放大器的兩個(gè)輸入端),并且不會(huì)差分輸入。第二級低通網(wǎng)絡(luò)(R1+R2C3)的- 3dB帶寬為1/[2π(R2+R1C3],將C3=0.047m F代入,此電路-3dB信號(hào)帶寬約為400Hz。典型的直流偏移(整個(gè)頻率范圍內(nèi))小于1.5m V,電路對RF信號(hào)的抑制大于71dB。通過減小R1R2至2.2 kΩ,電路的- 3dB信號(hào)帶寬可以增至900Hz。 除了在儀表放大器之前的電路必須驅(qū)動(dòng)一個(gè)抵阻抗負(fù)載外,性能與使用4kΩ時(shí)相似。

圖9的電路可用一個(gè)PCB板來建立,元件引線必須盡可能短,電阻R1,R2可為1%金屬膜電阻,而電容C1、C2必須為±5%容差元件,以避免降低電路的共模抑制。推薦用5%銀云母片電容或松下公司的±2%PPS膜電容。

圖9 通常模式和共模抑制RF干擾的衰減電路

圖6 AD623采用典型三運(yùn)放儀表放大器的結(jié)構(gòu)。通過給兩個(gè)輸入端上偏0.6V電壓,即使在極低共模電壓下也可單電源工作。

圖7 AD623的輸入級電平偏置非常適用于單電源低共模應(yīng)用。溫度范圍為- 200~+200℃,J型熱電偶的電壓范圍從- 7.890~10.777mV。91.9的增益使儀表放大器的輸出電壓范圍為1至3V(即2V±1V),輸出端與單電源供電的AD7776A/D轉(zhuǎn)換器相接。

 

圖8 一個(gè)集成二運(yùn)放儀表放大器AD627,也采用Vbe電平偏置以便低輸入共模電壓在單電源下工作。

圖4 可編程增益的四個(gè)電阻間0.1%的失配決定二運(yùn)放儀表放大器低頻時(shí)的CMRR。兩個(gè)運(yùn)放間閉環(huán)增益的差異會(huì)導(dǎo)致整個(gè)頻段CMRR的降低。在180Hz時(shí),200mV的電網(wǎng)諧波會(huì)在運(yùn)放輸出端產(chǎn)生800μV的電壓。

圖5 三運(yùn)放儀表放大器的結(jié)構(gòu),R1,R2,R3,R4之間0.1%的失配會(huì)導(dǎo)致最壞情況下CMRR為60dB(增益為1)。漂移失配使CMRR降低加劇。

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