LED電源驅(qū)動電路熱阻詳細計算方法

　　設計電源管理電路時,在考察散熱問題之前對熱傳遞進行基本了解是很有幫助的。首先,熱量是一種能量,會由于兩個系統(tǒng)之間存在溫差而進行傳輸。熱傳遞通過三種方式進行：傳導、對流和輻射。當高溫器件接觸到低溫器件時,會發(fā)生傳導。高振幅的高溫原子與低溫材料的原子碰撞,從而增加低溫材料的動能。這種動能的增加導致高溫材料的溫度上升和低溫材料的溫度下降。

　　在對流中,熱傳遞發(fā)生在器件周圍的空氣中。在自然對流中,物體加熱周圍的空氣,空氣受熱時膨脹形成真空,導致冷空氣取代熱空氣。因此形成循環(huán)氣流,不斷將器件的熱量傳輸給周圍的空氣。另一種形式是強制對流,例如風扇主動吹冷空氣,從而加速取代暖空氣。當物體將電磁波(熱輻射)發(fā)送至周圍環(huán)境時就會產(chǎn)生輻射。輻射熱量無需介質(zhì)傳遞(熱量可以通過真空輻射)。在PCB中,熱傳遞的主要方法是傳導,其次是對流。

　　下面的等式給出了以傳導方式熱傳遞的數(shù)學模型：

　　其中H是傳熱速率(單位為J/s),K為材料的導熱系數(shù),A為面積,(TH–TL)為溫差,d為距離。當界面之間的接觸面積增大、溫差增大或界面之間的距離減少時,熱量傳導速度加快?？梢詫醾鬟f模擬成一個電路,方法是將能源(熱源或前面等式中的H)等同于電流源,高溫器件與低溫器件之間的溫差等同于電壓降,(K×A/d)部分作為導熱系數(shù),或?qū)⒌箶?shù)(EQ2)等同于熱阻(單位為℃/W)。通常熱阻表示為符號θ或Rθ或只表示為RA-B,其中A和B是發(fā)生傳熱的兩個器件。使用電路模擬重寫熱傳遞速率等式,得到以下結果：

　　該模擬可以深入進行,以描述器件的另一個熱屬性,稱之為熱容。正如將熱阻模擬為電阻,可以將熱容(CT,單位為J/℃)模擬為電容。將熱容與熱阻并聯(lián)獲得熱阻抗(ZT)。圖1所示為傳導傳熱的簡化RC模型。能源被模型化為電流源,熱阻抗被模型化為CT與RT并聯(lián)。

　　圖 1. 簡化的熱阻抗模型。

　　在電路中,每個熱界面都有熱阻抗。熱阻抗因材料、幾何形狀、大小和方向的不同而各異。系統(tǒng)(或電路)的熱阻抗對環(huán)境溫度來說有一個總熱阻抗,它可以分解為電路中每個元件的熱阻抗的并聯(lián)和串聯(lián)的組合。例如,在半導體 器件中,晶粒(也稱作結)與周圍空氣(稱作熱阻抗)之間的總熱阻抗,即由結到環(huán)境之間的熱阻抗(ZJ-A),將是結構中每個單獨材料的單個熱阻抗的總和。

　　考慮到 在PCB上安裝的分立MOSFET。穩(wěn)態(tài)熱阻抗(或熱阻RJ-A)是結到器件外殼的熱阻(RJ-C)、器件外殼到散熱器的熱阻(RC-S)與散熱器到空氣的熱阻(RS-A)之和。(RJ-A=RJ-C+RC-S+RS-A)。此外,還可以有并行的散熱路徑,例如從MOSFET結經(jīng)過器件外殼到PCB,再從PCB到環(huán)境溫度。

　　通常情況下,半導體制造商會給出結點到器件外殼的熱阻。另一方面,RC-S和RS-A主要取決于散熱器和PCB的屬性。許多因素會影響熱阻RC-A或RC-S,包括PCB的層數(shù)、到輔助面的過孔數(shù)、與其他器件的接近程度以及氣流速率。通常RJ-A會列在器件數(shù)據(jù)表中,但該數(shù)字是在特定測試 板條件下得出的,因此僅適用于在相同條件下測量 的器件之間的比較。

　　熱阻(RJA)是電子元器件的重要參數(shù),因為它是器件散熱的指標(基于環(huán)境條件和 PCB布板)。換言之,RJ-A可以幫助我們根據(jù)環(huán)境條件和功耗估算工作結溫。

　　開關電源中的散熱

　　電源管理電路中散熱考慮的典型示例,可以參考圖2所示美國國家半導體提供的LM3554電路。該器件是一個感應升壓轉換器,面向蜂窩電話應用中的高功率 閃光LED 。LM3554是一個很好的測試工具,因為它是一個小型器件(1.6mm ( 1.6mm ( 0.6mm),而且可以提供高達6W的輸出功率((1.2A閃光電 流在5V LED中)。即使提供85%左右的效率,相對較大的輸出功率能力和微小的16-bump μSMD封裝,該器件都需要承受較高的工作溫度。

　　圖 2. 美國國家半導體的 LM3554 閃光 LED 驅(qū)動 器測試電路。

　　LM3554中的初始散熱效應的主要表現(xiàn)是器件開關 的導通電阻增加和器件閾值的改變。在溫度過熱的極端情況下,該器件可能觸及熱關機閾值而導致關閉。知道準確的RJ-A,可以幫助確定器件在功率運行期間的結溫,并確保電路按照預期可靠地完成應用的要求。

　　在可能的情況下,該器件能夠擁有3.6V的輸入電壓、3.6V的LED電壓和1.2A的LED電流。在這種情況下,轉換器將輸出電壓升至高于VIN 300mV。這為器件的兩個并聯(lián)電流源(負責調(diào)節(jié)LED電流)提供了300mV的凈電壓。

　　器件的總功耗將為同步PFET、NFET和兩個電流源的功耗之和。PFET和NFET的功耗在電阻元件上,因此必須使用RMS電流來準確估算功耗。此電流就是RMS電感 電流乘以開關周期(NFET和PFET的導通時間)百分比。如果知道轉換器效率,可以用下面的等式算出占空比：

　　針對我們的情況,VOUT=VLED+300mV,且效率大約為90%。這可以算出PFET占空比(1-D)為83%,NFET占空比為17%。RMS電感電流等式為：

　　其中ΔIL為峰到峰值電感電流,在我們的示例中大約為140mA,ILDC是通過ILED/(1-D)算出的平均電感電流。

　　開關中的總功耗變?yōu)镹FET(RDS_ON=125mΩ) 的45mW加 PFET(RDS_ON=152mΩ)的265mW。此外,電流源的功耗為300mV×1.2A=360mW,使得內(nèi)部總功耗達到668mW。數(shù)據(jù)表中給出的RJ-A為60℃/W,且來自4層JEDEC測試板(詳見JESD 51-7)。使用該RJ-A時,預測結溫在TA=50℃時為83.4℃。這對器件將不構成問題,因為它低于150℃的熱關機閾值,且低于LM3554數(shù)據(jù)表中指定的最大工作結溫125℃。

　　在另一種情況下,可以將 LM3554設置為在同一閃光脈沖期間恒定輸出+5V。300mV電流源凈電壓現(xiàn)在變?yōu)?V–3.6V=1.4V,導致電流源功耗為1.68W。假設器件在以1.2A電流提供5V電壓時效率仍為90%,則占空比為35.2%,從而使直流電感電流1.85A具有288mA的ΔIL。NFET功耗現(xiàn)在為151mW,PFET功耗為338mW。總的內(nèi)部功耗2.169W,在TA=50℃時會導致高達180℃的核心溫度,這比熱關機閾值高30℃,且比最大工作結溫高55℃。

　　在現(xiàn)實中,該設備不會安裝在4LJEDEC測試板上,而會安裝在具有不同布線面的PCB上,它靠近消耗功率的其他元件,且到低層的過孔數(shù)也各不相同。所有這些應用變量,加之許多其他因素都會顯著影響RJ-A,從而降低結溫計算的準確度。

　　測量熱阻抗(RJ-A和CJ-A)

　　我們需要的是代表實際電路的準確RJ-A。測量RJ-A有多種方法,一種方法是使用熱關機閾值,將其設置為+150℃。要用這種方法測量RJ-A,我們可以讓LM3554在已知功耗(PDISS)下工作,然后慢慢提高環(huán)境溫度直到器件關機為止。該器件具有一個內(nèi)部標志,可以通過I2C兼容接口 設置,在觸及熱關機閾值時會返回‘1’。使用這種方法獲得的RJ-A將為：

　　另一種方法是使用器件中的一個ESD保護二極管,并測量其VF與溫度。相較而言這種方法稍微復雜一些,但得出的結果將更準確,這是因為VF可以在整個溫度范圍下進行表征。多數(shù)半導體器件的每個引腳上都有ESD二極管,其陽極連接至GND,陰極連接至各自的引腳。

　　為了測試 LM3554,我們可以查看LEDI/NTC 引腳,并從該引腳拉出小電流( 10mA),同時讓溫度變化。每個引腳的最大絕對額定值最小為-0.3V,但那是由于ESD二極管在最高結溫 +150℃時的VF而引致的。如果將電流限制為小于10mA,我們可以在不損害器件和增加任何自熱的情況下查