LED電源驅(qū)動電路熱阻詳細計算方法
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其中VF@TA 是ESD二極管在TJ=TA時的VF,VF@SS 是ESD二極管在已知功耗(PDISS)下TJ達到穩(wěn)定狀態(tài)溫度之后的VF。
最后一種方法是使用MOSFET的導(dǎo)通電阻隨溫度而發(fā)生的變化。這種方法是在器件處于上電模式時使用內(nèi)部PFET來完成。LM3554上的上電模式是指器件停止開關(guān)并持續(xù)打開PFET。如果VIN升至比VOUT高150mV時就會出現(xiàn)這種情況。在那時,升壓轉(zhuǎn)換器無需提升VOUT,而PFET會使VIN直接到VOUT 。
因為電流有些輕微依賴MOSFET的導(dǎo)通電阻,所以有必要在電流接近目標(biāo)閃光電流時測量 PFET電阻。使用大測試電流的問題是它們可能導(dǎo)致器件發(fā)熱?？朔藛栴}的方法是將閃光超時時間設(shè)置為最低 32ms,并在示波器上測量PFET的電壓降。在+25℃到+125℃的情況下,使用1.2A閃光電流,結(jié)果顯示 的斜率大約為 0.42mΩ/℃ 。要注意的一個事情是PFET通過VOUT引腳供電,因此VOUT=5V時,其導(dǎo)通電阻會低于VOUT=3.9V時的電阻值。
使用上述三種方法,當(dāng)PDISS=1.67W時,使用熱量關(guān)機測量法得出的結(jié)果為45℃/W,使用ESD二極管VF測量法得出的結(jié)果為 42℃/W,使用PFET導(dǎo)通電阻法測量的結(jié)果為48℃/W。圖3顯示了在0.856A閃光LED測試電流脈沖期間,PFET的導(dǎo)通電阻以及ILED/NTC的ESD二極管的VF。器件的VIN設(shè)置為5V,超時時間設(shè)置為1024ms。VLED為3.18V時,使得該電壓強制 LM3554 進入上電模式。在這種模式下,功耗完全由PFET和電流源導(dǎo)致。
圖 3. 閃光脈沖期間 LM3554 PFET 的導(dǎo)通電阻和 LEDI/NETC 的 ESD 二極管。
在穩(wěn)態(tài)下,LEDI/NTC的ESD二極管的VF為-622mV,對應(yīng)結(jié)溫 95.2℃(環(huán)境溫度為25℃時)。在穩(wěn)定狀態(tài)下,測得的PFET導(dǎo)通電阻為154mΩ,對應(yīng)結(jié)溫105℃。圖3 還描繪了LM3554的熱容。VF和RPMOS的響應(yīng)表現(xiàn)呈現(xiàn)類似于一階RC的指數(shù)級上升,計算等式如下：
熱容則為：
使用ESD二極管的正向電壓時獲得的熱容為0.009J/℃,使用PFET導(dǎo)通電阻時獲得的熱容為0.0044 J/℃。溫度讀數(shù)之間的差異可能是由于器件上的溫度梯度而造成的。PFET緊鄰電流源,預(yù)計其溫度上升將較快,且溫度會比LEDI/NTC引腳的ESD二極管高,后者離IC 上的功率器件較遠。造成這樣的溫度差異是由于器件核心區(qū)域兩個測量點之間的熱阻和熱容引起的。另外,響應(yīng)大約為單次常量指數(shù)。實際上,功耗會隨著PFET和電流源升溫而發(fā)生些微的變化。這將導(dǎo)致隨著結(jié)溫上升,PDISS也些微增加。
當(dāng)處理脈沖工作器件(如閃光LED驅(qū)動 器)時,對熱阻抗模型比對單獨熱阻的考慮深入得多。例如,閃光脈沖電流為1.2A,VIN為5V且VLED為3.4V。在這種情況下,器件在上電模式下PDISS=2.14W。當(dāng)RJ-A為48℃/W且環(huán)境溫度為50℃時,穩(wěn)定狀態(tài)模型指示核心溫度會上升至153℃,這比最高工作結(jié)溫高出28℃。如果我們考慮熱容(0.0044℃/J)并將200ms閃光脈沖寬度計算在內(nèi),則可以獲得對核心溫度更好的估算,大約為113℃。
電感器和溫度
迄今為止對關(guān)于LM3554和高溫的討論也適用于LM3554的功率電感。與半導(dǎo)體器件(如LM3554)一樣,功率電感器損耗過多熱量將改變器件特性并導(dǎo)致電感和電源 工作異常。功率電感溫度過高,通常會導(dǎo)致直流繞線電阻增加和飽和電流限制降低。
電感器電阻
電感線圈的電阻溫度系數(shù)導(dǎo)致電感直流電阻會隨著溫度變化。線圈通常為銅制,溫度系數(shù)約為 3.9mΩ/℃,計算其電阻的等式如下：
或相當(dāng)于0.39%/℃變化。
讓我們再看一下LM3554,評估套件中指定的電感器是Toko生產(chǎn)的FDSE0312-2R2。在 TA= 25℃時,測得的電阻為137mΩ。在 85℃時,電阻變化 為50℃×0.39%=19.5%(或變?yōu)?64mΩ)。在RMS電感電流為2A且VIN=3.6V時,電感電阻變化會導(dǎo)致效率降低約1.5%。
電感器飽和度
或許在高溫狀況下,功率電感最為關(guān)注的問題是額定飽和電流下降。使用較大的RMS電流時,內(nèi)部功耗導(dǎo)致電感溫度上升,從而降低電感的飽和點。在飽和時,電感鐵磁核心材料已達到磁通密度(B(t)),該密度不再隨磁場強度(H(t))成正比增加。相反,當(dāng)飽和時,由于電感電流增加而引起任何磁場強度增加,會導(dǎo)致非常小的磁通密度的增加。
如果在示波器上查看開關(guān)穩(wěn)壓器電感電流,我們會看到器件進入飽和狀態(tài)時,電感電流斜率增加。這相當(dāng)于電感下降。紋波 電流的增加將導(dǎo)致 RMS 電流和電感器的開關(guān)損耗增加,這兩項都會增加電感的功耗并降低效率。
電感器在特定點達到飽和時會產(chǎn)生突然的飽和響應(yīng),或者會與 FDSE0312-2R2 電感器一樣產(chǎn)生逐漸的飽和響應(yīng)。然而,電感器制造商通常會將飽和點指定為既定電流和溫度下電感值的特定百分比跌幅。
圖4描繪了工作在飽和狀態(tài)下電感器的實例。該例子使用TDK生產(chǎn)的VLS4010-2R2(2.2μH)電感器,在進入飽和狀態(tài)時出現(xiàn)急劇下降。當(dāng)采用最小閃光脈沖寬度32ms,在升壓模式下LM3554會顯示出這種效應(yīng)。較窄的脈沖寬度限制了電感器的自熱,從而可以通過調(diào)節(jié)環(huán)境溫度來控制電感器的溫度。
圖 4. 電感器飽和與溫度。
圖4左上圖顯示了在飽和點以下工作的電感器,具有正常的三角電流波形,可由(V/L×Δt)算出。在峰值電流保持相同且溫度升至50℃(右上圖)時,電感電流斜率開始增至1.76A標(biāo)記附近,指示顯示電感器的飽和點隨著溫度上升而向下移動 。當(dāng)溫度升到70℃, 然后升到85℃時,隨著電感器達到飽和整個電流波形最終出現(xiàn)。
估算電感溫度(熱阻抗)
各種因素都會促使電感器的溫度上升。這些因素包括環(huán)境溫度、電感器的熱阻抗和電感器的內(nèi)部功耗。利用電感器的直流電阻隨溫度變化這一特性,我們可以比較準(zhǔn)確地估算電感器的工作溫度。這類似于使用ESD二極管或PFET導(dǎo)通電阻,在此將電感線圈用作內(nèi)部溫度計。
返回到我們的電感器電阻與溫度對比的等式中去,通過兩個溫度下電感器電阻的比率可以用下面的等式算出ΔT：
圖5中所示的測試示例在LM3554的電路中使用了VLS4010ST-2R2,直流電流階躍為1.65A。室溫時的電阻開始時為65mΩ。超過30秒之后,電感器達到穩(wěn)態(tài),電阻變?yōu)?3mΩ,相應(yīng)的穩(wěn)態(tài)工作溫度大約為 56℃。
圖 5. 電感器熱響應(yīng)。
使用熱阻(RT)的定義,可以獲得：
這里要注意的一件事情是電感器的功耗是其線圈電阻的函數(shù),后者會隨著溫度發(fā)生變化。因此,需要考慮計算電感器在給定RT的TF。將RT的等式插入電感電阻與溫度等式并求解TF可以得出：
其中k為
。
圖5顯示等效的電感溫度上升與時間大約具有一階指數(shù)關(guān)系。這再次得出等式：
采用下面等式算出的熱容：
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