使用有源匹配電路改善寬帶全差分放大器的噪聲性能

圖2：針對FDA的噪聲分析電路。

任何基于電壓反饋的寬帶FDA都能使用這個設計流程將實現(xiàn)電阻值減小到公式2允許的最小值。表1顯示了適用這種分析的一些最小噪聲寬帶增益寬帶乘積(GBP)FDA。

表1：一些現(xiàn)代FDA器件和關鍵參數(shù)。

針對圖1所示的設計例子逐步減小Rf，重新計算其它電阻值，然后就能得出表2所示的以輸入為參考的噪聲結果。對這4個例子器件的任何一個來說電阻值(實際值)是相同的，在50Ω輸入匹配時從Rt輸入端看的增益為5V/V(參考文獻4)。以公式5得到的輸出噪聲為參考的輸入增益為5，此時每種器件的估計輸入點噪聲見表2(其中仍包含假設的嵌入圖2中Rg元件的50Ω源噪聲)。

表2：電阻值和結果噪聲列表。

由于減小了電阻噪聲貢獻和噪聲增益，所以減小Rf設計值將同樣減少噪聲。160.71Ω的最小值使Rt趨于無窮大，進而獲得可能最小的輸入噪聲和噪聲增益。不斷下降的噪聲增益(當Rt開路時等于1+Av/2)也將擴展這些電壓反饋器件的帶寬。減小這些電阻的一種好處是共?？刂骗h(huán)路帶寬能夠使有源輸入匹配電路保持在從接近Rs的Rg1處觀察到的頻率之上。在Rt ->∞的限制下，表2最后一行的14.3Ω Rg1將被共模環(huán)路轉換為50Ω有源輸入阻抗。另外一個考慮因素是由于更低Rf值而增加的輸出級負載，這將增加實際差分負載，從而可能降低諧波失真性能。圖3繪制出了以輸入為參考的噪聲與表2中的Rf之間的關系曲線。通過減小Rf降低噪聲直到與想要的輸入匹配頻率范圍和加載因素一致明顯是有很大好處的。針對這些設計目標從選取Rf = 500Ω開始并且一直處理到最小161Ω值，可以將使用最低噪聲的ISL55210的總輸入點噪聲從大約2.15nV/√Hz降低到1.06nV/√Hz。將50Ω源阻抗提供的噪聲電壓返回匹配的輸入端(仍包含在這個1.06nV/√Hz最小值內)可以得到0.96nV/√Hz這個僅放大級的以輸入為參考的噪聲。

圖3：以輸入為參考的噪聲比較與目標Rf值。

刪除Rt并只使用有源匹配設計

將上述分析應用到極限，徹底刪除Rt元件，然后唯一地求解出要求的一組電阻值。在假定目標輸入阻抗匹配Rs、從Rg1到差分輸出有增益的情況下求解所要求的Rf，可以得到簡化的設計公式6至8，其中公式6只是公式2的Rfmin表達式的重復。

然后，Rg2 = Rs + Rg1 Equation 8

使用這個簡化設計中的NG=1+Av/2將這些表達式放入公式5的輸出噪聲計算，得到噪聲系數(shù)(NF)表達式，即公式9(參考文獻5)。

從14dB(較早前使用的5V/V)增益開始，針對固定50Ω輸入阻抗將增益以2dB步距往上提高，并且使用0.85nV/√Hz和表1中針對ISL55210的5pA/√Hz電流噪聲，可以得到要求的電阻值和結果噪聲，如表3所示。