使用有源匹配電路改善寬帶全差分放大器的噪聲性能
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自從1999年首次面世以來，寬帶全差分放大器(FDA)的單端至差分應(yīng)用經(jīng)常將一個接地電阻用作輸入匹配電路的一部分，代價是更高的以輸入為參考的噪聲電壓。如果可以去除那個電阻，輸入阻抗匹配電路僅由進入求和點的路徑確定，那么就有可能得到低得多的以輸入為參考的噪聲。當輸入匹配電路可以通過一個大于1GHz的共模環(huán)路帶寬保持在很高頻率時，這是一個可行的方案。本文將介紹兩種方法的設(shè)計公式，并比較以輸入為參考的噪聲對目標增益的影響。
本文引用地址：http://butianyuan.cn/article/227556.htm使用全差分放大器實現(xiàn)的單端至差分轉(zhuǎn)換
日益普及的全差分放大器(FDA)支持的更加有用的功能之一是將單端信號源轉(zhuǎn)換為所有現(xiàn)代ADC輸入要求的差分輸出信號。這些設(shè)計可以是直流或交流耦合設(shè)計。當采用直流耦合時，需要留意輸入共模范圍，在這種情況下雙極電源對許多FDA來說是很有用的。如果有更高速度要求，那么單電源更加常見，并且通常要求使用輸入匹配電路來匹配某些源阻抗，以便限制反射和/或SFDR劣化。雖然單電源FDA可以提供直流耦合路徑，但本文將介紹一種交流耦合方法，它能取消輸入共模范圍這一考慮因素。只要輸入保持在一定范圍內(nèi)，這些相同結(jié)果也可以應(yīng)用于直流耦合設(shè)計。圖1顯示了雙重端接50Ω輸入設(shè)計的典型交流耦合式實現(xiàn)。這種設(shè)計可以進一步改進為增益為5V/V的目標設(shè)計例子，這可以從使用499Ω反饋元件、并使用免費的Spice仿真器產(chǎn)生原理圖開始(參考文獻1)。
圖1：增益為5V/V(14dB)、輸入阻抗為50Ω的交流耦合式單端至差分設(shè)計。
對這類電路來說有幾個常見的考慮因素——
1. 反饋電路是相等的。
2. 輸入阻抗等于Rt和看向Rg1的阻抗的組合。
3. 通過FDA內(nèi)共模環(huán)路的作用，看向Rg1的阻抗將增加到超過Rg1的值(參考文獻2)。這個環(huán)路的作用是使輸出共模電壓保持不變，進而導(dǎo)致輸入共模電壓隨輸入信號變化而改變，增加朝Rg1看的外在輸入阻抗。
4. 電阻Rg2用于取得差分平衡，等于Rg1 + Rt||Rs。
5. 當Rg2設(shè)置好后，這個電路的噪聲增益(NG)就等于1+Rf/Rg2。
6. 由于輸入路徑上采用的是交流耦合，因此直流I/O工作電壓默認為內(nèi)部產(chǎn)生的Vcm參考電壓(對這個3.3V單電源器件來說是1.2V)。這個Vcm控制了輸出共模電壓，但由于沒有直流電流路徑返回到輸入端，Vcm也就確定了直流輸入共模工作電壓。
上述特定例子使用的是一種非常低噪聲的4GHz增益帶寬FDA-ISL55210。在本例中，設(shè)計從選擇Rf的值開始，然后求出Rt和Rg1元件的值。在Rt和Rg1元件之間劃分輸入匹配貢獻方面幾乎沒有供應(yīng)商指導(dǎo)?？晒?quán)衡的因素是，Rg1元件變小(Rt變大)將減小輸入噪聲和擴展帶寬(針對基于電壓反饋的FDA)。朝這個方向進行下去將更多地取決于共模環(huán)路帶寬，并將輸入匹配設(shè)進Rg1路徑(參考文獻2)。雖然獲得圖1電路中電阻值的最常見方法是反復(fù)或近似方法，但為目標增益(Av)和輸入阻抗(Rs)選取Rf可以巧妙地變?yōu)獒槍t的二次方程求解(參考文獻3)。
為零解出系數(shù)分母將得到最小值Rf，Rt變得無窮大，并且僅取決于匹配電路的Rg1輸入路徑。在本例中，這將求解出160.71Ω。
當Rf朝著這個Rfmin不斷變小時，Rg元件將增加，而Rt將趨于無窮大。當逐漸減小的Rf選好后，使用公式1可以得到Rt的值，然后由下面這些表達式確定另外兩個電阻——
單端至差分FDA的噪聲分析
一旦使用這些設(shè)計公式確定了一組電阻值之后，就可以將這些電阻值放進噪聲分析電路來獲得總的輸出差分點噪聲。如圖2電路所示，所有元件對噪聲都有貢獻，其中噪聲項被顯示為點噪聲電壓和電流。
針對本例中Rf和Rg元件相等且電流噪聲項相等的情況，總的輸出噪聲表達式非常簡單，如公式5所示。其中NG代表噪聲增益，等于1+Rf/Rg。(ISL55210數(shù)據(jù)手冊第14頁)
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