用于多電平逆變器的多載波PWM技術(shù)的研究

逆變器作為當(dāng)今高電壓、大功率電能變換領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)之一，被廣泛應(yīng)用到調(diào)速驅(qū)動器（ASD）、有源濾波器(APF)、動態(tài)電壓恢復(fù)期（DVR）和不間斷電源（UPS）等現(xiàn)代電力電子技術(shù)中，[1]。在現(xiàn)代逆變器的研究中，兩電平變換器的技術(shù)已經(jīng)比較成熟，而多電平逆變技術(shù)將會是研究的重點(diǎn)，其主要優(yōu)點(diǎn)包括：輸出電壓電平數(shù)的增多使輸出電壓更接近于正弦波；開關(guān)器件承受的電壓應(yīng)力減小，無需使用均壓電路；開關(guān)器件工作于基頻，開關(guān)損耗??；高頻化產(chǎn)生的du/dt小，電磁干擾減少等。
多電平逆變器研制的關(guān)鍵是改變PWM調(diào)制方法以期望得到有更好頻譜的輸出波形，同時改善輸出電壓和電流的THD值。本文以2H橋級聯(lián)電路輸出五電平電壓為基礎(chǔ)，分析比較了同相層疊法、交替反相層疊法和正負(fù)反相層疊法三種多載波PWM調(diào)制方法下的輸出波形，并將其與新型的多載波、多參考波調(diào)制方法進(jìn)行比較，并分析得出其相對于傳統(tǒng)方法的優(yōu)點(diǎn)：新型的多載波控制方法能夠在小幅減小總諧波失真率的情況下改善輸出電壓頻譜。
1 多電平逆變器
一般說來，多電平逆變器的中心思想是將母線電壓分割成不同的電平，然后采用相應(yīng)的調(diào)制策略，使得逆變器的輸出電壓呈現(xiàn)出階梯形而接近于正弦波形。從輸出波形的頻譜上來講能有效降低高次諧波的含量；開關(guān)器件所承受的電壓也有所降低，并且有效減少了開關(guān)器件的開關(guān)次數(shù)，降低了開關(guān)損耗。
本文基于2H橋級聯(lián)式五電平輸出的電路結(jié)構(gòu)進(jìn)行分析。圖1所示為2H橋級聯(lián)式五電平逆變器主電路，由兩個H橋級聯(lián)疊加而成。采用這種級聯(lián)疊加的方式可以獲得五電平輸出，并消除相應(yīng)的NM+1（N為H橋的個數(shù)，M為載波比）次以下的諧波[2]。兩個功率單元進(jìn)行疊加時，每個2H橋采用相同的獨(dú)立直流電源電壓。

為保證輸出電壓滿足要求，要求兩個H橋功率單元能分別工作在正向?qū)?、反向?qū)ā⒄蚺月?、反向旁?種工作狀態(tài)。特別注意的是不能忽略正向旁路和反向旁路兩種工作狀態(tài)，否則逆變器無法正常工作。
在參考文獻(xiàn)[3]中分析了基于2H橋級聯(lián)電路的常用的載波移相（PS）PWM和載波垂直分布（CD）PWM方法，并對逆變主回路輸出五電平電壓進(jìn)行頻譜分析。這兩種方法的低次諧波含量比較小，但是高次諧波總含量較大，因此諧波畸變率均較高，在36%附近。
2 典型多載波調(diào)制方法
多載波PWM技術(shù)[4-6]采用了自然采樣法，將一個參考波（通常為正弦波）與載波（通常為三角波或者鋸齒波）進(jìn)行比較，進(jìn)而產(chǎn)生開關(guān)器件的驅(qū)動信號。
多電平逆變器的調(diào)制策略會直接影響逆變器的輸出電壓諧波、開關(guān)損耗以及輸出側(cè)濾波器的設(shè)計(jì)。不同的調(diào)制策略會輸出不同的電壓波形，因此其諧波性質(zhì)也會有所不同。多載波調(diào)制策略是用于多電平產(chǎn)生的最基本方法，也是在兩電平基礎(chǔ)上產(chǎn)生的PWM方法的擴(kuò)展，但與兩電平相比又擁有多方面的優(yōu)勢。
2.1 同相層疊法
作為基本的載波PWM調(diào)制方法同相層疊法，PD-PWM調(diào)制方法是將正弦波和相同相位的載波相比較產(chǎn)生PWM波形的方法(即所有載波以相同的相位上下排列疊加)。
定義fc=12 kHz、fr=50 Hz，調(diào)制度ma=0.9，輸入直流電壓E=200 V，并以2H橋級聯(lián)電路為主電路，基于Matlab7.9.0/Simulink對PD法進(jìn)行仿真和FFT分析。輸出諧波主要分布在開關(guān)頻率及其邊頻帶附近，基波電壓幅值為359.6 V，逆變器側(cè)輸出五電平電壓THD=33.56%。
2.2 交替反相層疊法
交替反相層疊法(APOD-PWM)也需要4個載波信號，進(jìn)而比較產(chǎn)生五電平的輸出電壓，與同相層疊法的區(qū)別是其要求所有相鄰載波的相位都相反。
采用與PD-PWM相同的參數(shù)設(shè)置進(jìn)行仿真可知，APOD法的諧波集中在開關(guān)頻率及其邊頻帶附近，輸出基波電壓幅值為320.2 V，THD值達(dá)到了37.33%。
2.3 正負(fù)反相層疊法
正負(fù)反相層疊法(POD-PWM)是使零軸以上的載波相位和零軸以下的載波相位相差180°，但保持零軸以上和以下部分的載波相位分別相等。同樣地，這種方法使用了4個三角載波與1個參考正弦波比較，進(jìn)而產(chǎn)生開關(guān)驅(qū)動信號。
參照前面兩種方法的參數(shù)設(shè)置可知，這種調(diào)制方法的輸出主要諧波仍集中在開關(guān)頻率及其邊頻帶附近，基波幅值為320.2 V，THD=37.17%。
3 新的多載波調(diào)制方法
總結(jié)傳統(tǒng)多載波調(diào)制方法的基礎(chǔ)上，本文使用了一種新型五電平輸出調(diào)制方法。這種方法與以上幾種調(diào)制方式的區(qū)別在于它僅需要兩個載波，同時需要兩個參考波。圖2所示，r2與r1為參考波；c1與c2為三角載波，通過參考波和載波分別進(jìn)行比較產(chǎn)生控制信號波形。

圖3為2H橋級聯(lián)電路單周期內(nèi)各開關(guān)管的工作狀態(tài)圖；圖4為兩個H橋的輸出電平波形，V1代表2H橋級聯(lián)電路的上H橋輸出電壓，V2代表下H橋輸出電壓。V1和V2在周期初始階段輸出E電平時是不能疊加的，因?yàn)樵?~T/12內(nèi)，要求級聯(lián)電路能輸出最高電平為100 V；而在T/12~5T/12內(nèi)，V1和V2不會同時出現(xiàn)0電平時刻，因此H橋電路輸出電壓為E、2E兩種狀態(tài)；在5T/12~T/2內(nèi)，原理與0~T/12內(nèi)相同；在后半周期內(nèi)的原理與前半周期相似。

4 仿真與實(shí)物驗(yàn)證
按照與前面幾種傳統(tǒng)的多載波方法相同的參數(shù)設(shè)置得到的輸出電壓頻譜分析見圖5，分析可知逆變器側(cè)輸出電壓基波幅值為359.6 V，主要諧波并未分布在開關(guān)頻率及其邊頻帶附近，通過仿真可驗(yàn)證主要諧波集中在兩倍的開關(guān)頻率及其邊頻帶附近，輸出電壓的頻譜就得到了改善，因此所需的濾波器的體積也變小了，并且較前面幾種調(diào)制方法相比THD值最小，為33.30%。

在仿真實(shí)驗(yàn)的基礎(chǔ)上，通過實(shí)物平臺的搭建對上述實(shí)驗(yàn)仿真進(jìn)行驗(yàn)證，設(shè)置直流側(cè)輸入電壓2E=48 V，開關(guān)器件的開關(guān)頻率為12 kHz。圖6所示為2H橋電路輸出波形，通過儀器測量其主要諧波集中在24 kHz及其倍頻帶附近，與仿真結(jié)果相符合（圖中的毛刺現(xiàn)象是因?yàn)殚_關(guān)頻率較高所導(dǎo)致的，屬正?，F(xiàn)象)；圖7為經(jīng)過LCL濾波器后的波形，其中設(shè)置入側(cè)電感L=3.125 mH，C=3μF，Lg=0.5 mH，帶純阻性負(fù)載R=50 Ω。

本文分析了幾種常用的多載波調(diào)制方法，并詳述了一種新型的多參考波多載波的PWM調(diào)制策略。通過仿真全面地分析了這種新型的調(diào)制策略。最后得出結(jié)論：這種調(diào)制策略較幾種常見的多載波方法小幅減小了THD值，并改善了輸出電壓的頻譜。
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