MOSFET門極驅動電壓的優(yōu)化

　　在同步降壓電源應用中,降低MOSFET導通電阻對同步整流器而言十分關鍵,因為多數(shù)情況下,快速恢復式整流電流通過MOSFET通道電阻所造成的功率損耗是總功耗中最大的一部分。然而,其他一些因素也不容忽視。

　　---較高的門極驅動電壓電平可將更多電荷充入MOSFET的柵極-源極(gate-to-source)連接點,從而在MOSFET驅動器級造成了更大的損耗。此外,較高的門極充電需求還會造成更長的升降時間,這將在同步降壓轉換器的高側MOSFET內(nèi)影響開關損耗。為了提高效率,施壓應用于驅動MOSFET門極,以使增加的門極電荷與開關損耗小于其通過降低Rds(ON)所節(jié)省的功率。例如,如果高側MOSFET增加0.5W的功耗,而同步MOSFET中節(jié)省了1W,則該方案可以接受。

　　門極電壓的考慮事項

　　---采用兩種相對的電壓驅動控制MOSFET Q1與同步MOSFET Q2(如圖1所示)的門極需要經(jīng)過仔細的考慮。額外離散部件的需求、對PCB路由的影響以及最佳驅動電壓振幅(可能已獲得、也可能暫未獲得)的需求,這些權衡因素都對降低MOSFET Rds(ON)以獲得潛在效率不利。

　　---作為例子,我們使用仲裁器件(arbitrary device)對控制MOSFET與同步整流器MOSFET進行如下分析。為了能夠突出門極-源極電壓(VGS)相對另一門極-源極電壓的優(yōu)勢,必須仔細考察每個MOSFET的Rds(ON)對門極驅動電壓以及門極驅動電壓對門極電荷的曲線圖。

　　---圖2～圖5所示是從大多數(shù)制造商的數(shù)據(jù)表中獲得的典型MOSFET性能特性曲線圖,其將作為下述應用實例的依據(jù)。

　　---圖2突出顯示了控制MOSFET Q1當VGS=5V以及VGS=9V時Rds(ON)的值。由于Q1更傾向于開關損耗,因此在選擇時通常首先考慮較低的門極電荷,其次考慮Rds(ON)。當VGS=5V時,Rds(ON)=8.7mΩ;VGS=9V時,Rds(ON)=6.4mΩ。與此類似,圖表示了當VGS從5V增加至9V時對門極電荷的影響。當VGS=5V時,Qg=13nC;VGS=9V時,Qg=24.8nC。表1是對上述結果的總結。

　　---圖4突出顯示了整流器MOSFET Q2當VGS=5V以及VGS=9V時的Rds(ON)的值。由于Q2更傾向于導電損耗,因此在選擇時首先考慮盡可能最低的Rds(ON),其次考慮門極電荷。當VGS=5V時,Rds(ON)=3.37mΩ;當VGS=9V時,Rds(ON)= 2.75mΩ。與此類似,圖5顯示了VGS從5V增加到9V時對門極電荷的影響。當VGS=5V時,Qg=37.5nC;當VGS=9V時,Qg=76nC。各VGS所對應的MOSFET參數(shù)如表1所示。

　　---受最大負載電流的影響,由較高VGS產(chǎn)生的低Rds(ON)將導致更低的導電損耗,直至某一特定截至頻率上開關損耗開始占優(yōu)勢。在開關損耗占優(yōu)勢的較高頻率范圍內(nèi),應首選由較低VGS引起的低門極電荷。而在導電損失占優(yōu)勢的較低頻率范圍內(nèi),則應選擇由較高VGS引起的低Rds(ON)。就提高效率而言,最好的選擇可能是采用較低VGS驅動控制MOSFET以最大程度地減少開關損耗,以及采用較高VGS驅動同步整流器以降低導電損耗。然而,由于大多數(shù)同步降壓MOSFET驅動器不提供以不同電壓分別獨立驅動控制門極與同步門極的選項,因此該解決方案不具有實際意義。

　　---下面的應用實例將對兩種VGS條件下的效率進行比較。為了簡化起見,對每種情況我們都采用相同振幅的VGS用于控制MOSFET及同步MOSFET。

應用實例

　　--- 首先給定以下條件：

　　VIN=5V

　　VOUT=1.8V

　　IOUT=20A

　　D=0.36

　　Fsw=200kHz

　　Rg=0Ω

　　LLUMP=50nH

　　---MOSFET驅動器特性：

　　---圖6顯示了具有代表性的模型,其說明了對開關電源性能能夠產(chǎn)生影響作用的大多數(shù)寄生元件。為了簡化,只給出了低側同步整流器MOSFET和驅動器級。與驅動器汲極和源極阻抗相關聯(lián)的電阻通常都具有不同值,但制造商的數(shù)據(jù)表中都應做了指定。需要指出的是,驅動器和MOSFET間寄生電感的作用同樣是十分重要的。在進行較高頻率操作時,該電感將限制門電流對MOSFET輸入電容充電的嘗試。公式2表明這將導致更長的上升與下降時間以及額外的開關損耗。在本例中,我們假定總寄生電感LLUMP為50nH。如圖6所示,LLUMP由與MOSFET和驅動器封裝類型相關的內(nèi)部引線電感組成。由于設計人員無法真正控制這些參數(shù),因此唯一可以控制的寄生電感組件是線跡電感Ltrace。為此,最大程度地縮短驅動器與MOSFET之間的線跡長度以及直接在接地平面上運行短且寬的線跡,都可降低寄生線跡電感。

　　---控制MOSFET功率損耗計算：

　　Pc=Iout2×Rds(ON)×D 公式1

　　式中tr≈tf,可用下式近似估算：

　　高側驅動器功率損耗：

　　---由于驅動器的汲極與源極電阻遠大于MOSFET的內(nèi)部門極電阻,因此大部分與MOSFET門極充電、放電相關的開關損耗來自驅動器IC。公式5

　　---采用公式1～公式5,可以估算出各種VGS條件下控制MOSFET與驅動器的總損耗。

　　---同步整流器MOSFET功率損耗計算：

　　---為了簡化計算過程,我們假定以下基體二極管特性：

　　tBDR+tBDF=10ns

　　QRR=48nC

　　VF=1V

　　Pbd=VF×Iout×Fsw×(tBDR+tBDF) 公式6

　　Pc=Iout2×Rds(ON)×(1-D) 公式7

　　PRR=QRR×VIN×Fsw 公式8

　　Psw=0 公式9

　　Pout=0 公式10

　　低側驅動器功率損耗：公式11

　　---采用公式6～公式11,設計人員可以估算出各VGS條件下同步整流器MOSFET與驅動器的總損耗。由于公式1～公式11所表示的單個損耗中有不少取決于頻率,我們設計了EXCEL電子表格用于計算并繪制各VGS條件下,高控制MOSFET與低同步MOSFET相對應的總損耗對頻率的關系曲線。您可很容易通過電子表格或MathCAD判定VGS值變化所帶來的影響。

　　---圖7所示的是公式1～公式11在不同VGS條件下頻率變化(100kHz～1MHz)時所繪制的曲線圖。這些圖表可在任何輸出負載電流下生成,圖為IOUT(MAX)=20A時的輸出結果,在此電流下,提高MOSFET連接點溫度主要受益于高效率。顯而易見,當IOUT=20A時,在所有考慮的頻率范圍內(nèi),VGS=9V都能顯著減少耗散功率。通過計算各VGS條件下的總耗散功率,并已知最大輸出功率,我們應用公式12繪制了圖8中的曲線。

　　公式12

　　---在選擇最優(yōu)開關頻率時,除了考慮對驅動器與MOSFET的影響,還必須考慮對功率級組件的影響。分析功率級頻率的影響作用已經(jīng)超出了本例的范圍,因此我們假定200kHz對于在優(yōu)化MOSFET與門極驅動電路以及維持相當?shù)母哳l以使功率級中無源組件尺寸最小化二者之間來說是一個較好的折衷方案。圖8中的曲線表明,在VGS=9V且IOUT=20A的條件下,頻率為200kHz時,效率提高約1.7%。

　　---選擇200kHz的開關頻率將有助于我們了解在所選頻率下VGS對整個負載范圍的影響。接下來,我們以200kHz為固定頻率,將公式1～公式11繪制成負載電流的曲線圖。

　　---圖9所示的是在固定頻率200kHz,VGS=5V與VGS=9V兩種情況下,負載電流對耗散功率的影響曲線圖。正如所預料的那樣,圖10表明了當VGS=9V且IOUT=20A時,效率提高了1.7%。然而,當IOUT小于7A時,VGS=9V使效率降低,而VGS=5V卻能提高效率。這是因為,IOUT小于7A時,低導電損耗所帶來的效率提高不再具有主導的作用,這點在公式1與公式7中顯而易見。在低負載電流時,頻率相關損耗(frequency dependant losses)開始超過電流相關(導電)損耗并起主導作用,因此,應選擇低的VGS=5V,也就是低門極電荷。

　　---有趣的是,通過重復上述繪圖過程,能夠優(yōu)化VGS與開關頻率的組合。在本例中,如果采用VGS=9V,頻率為200kHz,能夠在最大輸出電流時提高效率1.7%;而在較小負載電流時,代價是使效率降低。相反,如果采用VGS=5V,頻率同樣為200kHz,則在中低范圍