MOSFET門極驅動電壓的優(yōu)化

　　---生成圖7～圖10中的曲線圖所采用的詳細計算過程如下：

---控制MOSFET,VGS=5V：

　　Pc(5V)=(20A)2×8.7×10-3Ω×0.36=1.253W 公式13公式14

　　Psw(5V)= ×5V×20A×(54.3×10-9s+54.3×10-9s)×(200×103Hz)=1.09W 公式15

　　Pout(5V)= × ×400×10-12F×5V×200×103Hz=0.27mW 公式16

　　VGS=5V時驅動器IC中的耗散功率：公式17

　　---高控制MOSFET與門極驅動器IC的總功率損耗為公式13～公式17的損耗之和。

　　---PG1_TOTAL(5V)=1.253W+1.09W+0.27×10-3W+21.1×10-3W=2.36W 公式18

　　---控制MOSFET,VGS=9V：

　　Pc(9V)=(20A)2×6.4×10-3Ω×0.36=0.922W 公式19公式20

　　Psw(V9)= ×5V×20A×(30×10-9s + 30×10-9s )×(200×103Hz)=0.6W 公式21

　　Pout(9V)= × ×400×10-12 F×5V×200×103Hz=0.27mW 公式22

　　VGS=9V時驅動器IC中的耗散功率：公式23

　　高控制MOSFET與門極驅動器IC的總功率損耗為公式19～公式23的損耗之和。

　　PG1_TOTAL(9V) = 0.922W + 0.6W + 0.6W +0.27×10-3W+72.46×10-3W =1.595W 公式24

　　同步整流器MOSFET,VGS=5V：

　　Pbd(5V)=1V×20A×200×103Hz×(10×10-9s)=40×10-3W 公式25

　　Pc(5V)=(20A)2×3.37×10-3Ω×(1-0.36)=0.863W 公式26

　　PRR(5V)=37.5×10-9C×5V×200×103Hz=37.5×10-3W 公式27

　　VGS=5V時驅動器IC中的耗散功率：公式28

　　---同步整流器MOSFET與門極驅動器IC的總功率損耗為公式25～公式28的損耗之和。

　　---PG2_TOTAL(5V)=40×10-3W + 0.863W +37.5×10-3W+72.88×10-3W =1.014W 公式29

　　---同步整流器MOSFET,VGS=9V：

　　Pbd(9V)=1V×20A×200×103Hz×(10×10-9s)=40×10-3W 公式30

　　Pc(9V)=(20A)2×2.75×10-3Ω×(1-0.36)=704×10-3W 公式31

　　PRR(9V)=76×10-9C×5V×200×103Hz=76×10-3W 公式32

　　VGS=9V時驅動器IC中的耗散功率：公式33

　　---同步整流器MOSFET與門極驅動器IC的總功率損耗為公式30～公式33的損耗之和。

　　PG2_TOTAL(9V)=40×10-3W+704×10-3W +76×10-3W+265.85×10-3W=1.086W

　　公式34

　　---應用實例結果小結如表2所示。

　　---表2表明,對于Fsw=200kHz且IOUT=20A,采用VGS=9V比采用VGS=5V驅動Q1與Q2能提高整體效率近1.7%。表2中的結果與圖7～圖10中的計算圖形結果完全一致。在本例中,采用VGS=9V驅動Q1與Q2能顯著提高整體效率,然而在IOUT低于7A時,效率有所降低。表2中Q1與Q2的總損耗似乎是合理的,然而,每個MOSFET封裝的熱阻抗也應該考慮在內,這樣才能確保連接點溫度處于額定的限制范圍中。如果連接點溫度未超過選定的設計限值,則可進一步提高開關頻率。

　　結論

　　---使用給定的一組同步降壓功率級設計參數(shù),以9V而不是5V驅動MOSFET門極能夠實現(xiàn)高達1.7%的滿負載效率增加值。