適用于各種類型硬開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器的電能回收電路

摘要

本文論述一個新穎的簡單的適用于各種類型硬開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器的電能回收電路，這個電路只需使用幾個意法半導(dǎo)體的元器件：一個微型線圈、兩個耦合輔助線圈和兩個優(yōu)化的PN二極管。而且，這個電路完全兼容任何一種PWM控制器。我們在這里論述這個成本最低且能效更高的獨特的電能回收電路的基本設(shè)計方法。為了突出這個拓撲的好處，我們在一個90-264 V_RMS的通用系列450W硬開關(guān)式功率因數(shù)校正器內(nèi)，把這個電路與8A 碳化硅肖特基二極管進行了比較；為了更全面客觀的比較，我們使用了幾個開關(guān)頻率(72kHz、140kHz和200kHz)。比較結(jié)果顯示，新電路的能效高于碳化硅肖特基二極管。此外，這個包括專用二極管和小線圈在內(nèi)的整流級具有很高的成本效益，符合大眾市場的預(yù)期。

1.前言

最大限度地降低功率損耗，在不增加成本的前提下提高功率密度，是現(xiàn)代高能效開關(guān)電源面臨的主要挑戰(zhàn)。開關(guān)電源的設(shè)計目標是降低功率的通態(tài)損耗和開關(guān)損耗。

不顯著影響成本和功率密度而達到優(yōu)化功率通態(tài)損耗的目的是很難的，因為實現(xiàn)這個目標需要更多的材料，例如，晶片和銅線面積。與通態(tài)損耗不同，降低功率開關(guān)損耗而不大幅提高電源成本比較容易做到。降低功率開關(guān)損耗有兩個主要方法：改進半導(dǎo)體技術(shù)的動態(tài)特性或電路拓撲。

采用碳化硅和氮化鎵等材料的新型二極管可大幅降低開關(guān)損耗。然而，這些新產(chǎn)品的能效成本比并不適用于大眾市場，如臺式機電腦和服務(wù)器電源。

本文重點論述的專利電路[1]采用軟開關(guān)法，能效/成本/功率密度/EMI比優(yōu)于碳化硅高壓肖特基二極管，因此符合市場預(yù)期。

1.1.二極管導(dǎo)通損耗

從200W到2000W之間的大眾市場電源通常需要一個連續(xù)導(dǎo)通（CCM）的功率因數(shù)校正器（PFC）。要想提高功率轉(zhuǎn)換器的功率密度，就應(yīng)該提高開關(guān)頻率。然而，功率因數(shù)校正器的主要開關(guān)損耗是功率開關(guān)/整流器換向單元的損耗，提高開關(guān)頻率意味著更高的損耗。因為PN二極管產(chǎn)生的電壓電流交叉區(qū)損耗和反向恢復(fù)損耗[2] ，如圖1.1所示，所以，主要功率損耗發(fā)生在功率開關(guān)的導(dǎo)通階段。



圖1:導(dǎo)通損耗與二極管類型和電流軟開關(guān)法對比

為降低PN二極管整流器引起的功率損耗，最近多家半導(dǎo)體廠家推出了采用碳化硅和氮化鎵技術(shù)的高壓肖特基二極管。盡管半導(dǎo)體廠商付出努力，但是仍然不能消除在晶體管導(dǎo)通過程中發(fā)生的電流電壓交叉區(qū)，如圖1.2所示的。與PN二極管不同，碳化硅二極管能夠提高dI/dt斜率，而二極管的反向恢復(fù)電流沒有提高。因此，開關(guān)時間變小，導(dǎo)通功率損耗也隨著變小，但是不能徹底消失。今天，為遵守EMI電磁干擾防護標準，在功率因數(shù)校正器設(shè)計內(nèi)，碳化硅二極管導(dǎo)通dI/dt最大值約1000A/μs，而傳統(tǒng)的PN二極管的dI/dt值為 300A/μs。

1.2.軟導(dǎo)通法

另一種降低導(dǎo)通損耗的方法是使用一個軟開關(guān)法，增加一個小線圈L來控制dI/dt斜率。該解決方案消除了在晶體管導(dǎo)通過程中發(fā)生的電流/電流交叉區(qū)和PN二極管反向恢復(fù)電流效應(yīng)，如圖1.3所示。電流軟開關(guān)解決方案不是新技術(shù)，但是必須達到相關(guān)的技術(shù)標準：

1.在每個開關(guān)周期重置線圈L的電流（不管電流、輸入和輸出電壓如何變化）。

2.無損恢復(fù)線圈貯存的感應(yīng)能量。

3.抑制半導(dǎo)體器件上的任何過壓和過流應(yīng)力。

4.當增加任何器件時保持成本不增加。

5.保持相似的功率密度。

很多電路都可以分為兩大類：有源恢復(fù)電路和無源恢復(fù)電路。

1.3.有源恢復(fù)電路

在有源恢復(fù)電路中，零壓轉(zhuǎn)換(ZVT)電路[3]是設(shè)計人員非常熟悉的電路，如圖2所示。 這種電路可以根除導(dǎo)通功率損耗和關(guān)斷功率損耗。



圖2: ZVT：有源恢復(fù)電路

從理論上講，因為所有的開關(guān)損耗都被消除，零壓轉(zhuǎn)換(ZVT)是功率因數(shù)校正（PFC）應(yīng)用最理想的拓撲。此外，不管輸入和輸出功率如何變化，這種電路都能正常工作。然而，在實際應(yīng)用中，升壓二極管D_B的反向恢復(fù)電流對零壓轉(zhuǎn)換電路的影響非常明顯，致使電感和最小占空比都受到一定程度的限制。因為小線圈L上的重置電流，D₂ 的反向恢復(fù)電流包含高應(yīng)力電壓和寄生阻尼振蕩。最后，PN二極管的動態(tài)特性影響零壓轉(zhuǎn)換(ZVT)電路的總體能效，因為這個晶體管的導(dǎo)通時間應(yīng)該增加，而且為降低半導(dǎo)體器件遭受的電應(yīng)力，必須增加一個有損緩沖器。

從成本上看，零壓轉(zhuǎn)換(ZVT)電路需要增加一個功率MOSFET開關(guān)管和一個專用的PWM控制器。雖然市面有多種不同的零壓轉(zhuǎn)換(ZVT)電路，但是仍然無法克服上述技術(shù)難題，而且高昂的成本根本不適合大眾市場應(yīng)用。因此，無源恢復(fù)電路更有吸引力。

1.4.無源恢復(fù)電路

圖3所示電路是一個很好的無源恢復(fù)電路示例[4]；只需另增兩個二極管和一個諧振電容。



圖3:無源恢復(fù)電路

當外部條件不變時，這個電路工作良好。不過，在功率因數(shù)校正應(yīng)用中設(shè)計這種電路難度很大，這是因為小線圈的重置電流受到升壓二極管的反向恢復(fù)電流和外部電氣條件的限制。

盡管無損無源電路只需很少的元器件，不幸地是因為技術(shù)原因，這種電路在功率因數(shù)校正應(yīng)用中不可行。這個示例表明，雖然電流緩沖法已被人們熟知，但是在不影響前文提到的五大標準的前提下，通過使用電流緩沖法恢復(fù)小線圈L的能量是目前無法克服的技術(shù)挑戰(zhàn)。

2.BC2:能量恢復(fù)電路

這個創(chuàng)新的電路[1]是按照軟開關(guān)標準設(shè)計的，如圖4所示，為恢復(fù)小線圈L貯存的電能，在升壓線圈L_B 附近新增兩個二極管 D₁和D₂ 和兩個輔助線圈N_S1和N_S2 。

圖4:新型能量恢復(fù)電路:BC2

2.1.概念描述

當晶體管導(dǎo)通時，線圈N_S1 在主升壓線圈內(nèi)恢復(fù)升壓二極管D_B的反向恢復(fù)電流I_RM 。因為交流輸入電壓調(diào)制L_B 電壓，所以它也調(diào)制N_S1上的反射電壓。此外，這個輸入電壓還調(diào)制升壓二極管電流I_DB及其相關(guān)的反向恢復(fù)電流I_RM。這些綜合調(diào)制過程讓流經(jīng)小線圈L的額外的反向恢復(fù)電流 I_RM 在線圈N_S1 內(nèi)重置，即便在最惡劣的情況下也是如此。當晶體管關(guān)斷時，輔助線圈N_S2把小線圈L的額外電流注入到輸出電容。線圈N_S2 上的反射電壓與輸入電壓是一種函數(shù)關(guān)系，當交流線處于低壓時，反射電壓達到最大值，與小線圈L的最大電流值對應(yīng)。這些綜合變化使流經(jīng)小線圈L的電流通過二極管D₂ 消失在體電容內(nèi)，即便在最惡劣的情況下也是如此。當dI/dt 斜率(大約10A/μs)較低時，例如，在開關(guān)轉(zhuǎn)換器的斷續(xù)模式下，這兩個附加線圈N_S1和N_S2 用于關(guān)斷二極管D₁ 和D₂; 二極管的反向恢復(fù)電流不會影響電路特性。我們可以說，這個概念“在電路內(nèi)回收電流”，因此稱之為BC2。

2.2.相位時序描述

變壓比m₁ 和m₂ 是線圈N_S1和N_S2 分別與N_P的比值。

相位 [ t₀前]

在t₀前，BC2電路的特性與傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器的特性相同。升壓二極管D_B 導(dǎo)通，通過體電容器發(fā)射主線圈能量。

相位 [t₀, t₁]

在t₀時，功率MOSFET導(dǎo)通，D_B 的電流等于I₀。在t₀+時，電流軟開關(guān)啟動，即在零電流時，功率MOSFET的電壓降至0V，無開關(guān)損耗。在t₀后，流經(jīng)小線圈L的電流線性升高，達到輸入電流I₀和二極管反向恢復(fù)電流I_RM的總合為止，而流經(jīng)D_B 的電流線性降至-I_RM。

圖5真實地描述了這些電流的變化，并考慮到了m₂ 變壓比。下面是晶體管T_R和升壓二極管D_B的dI/dt簡化表達式 :

,

此外，在t₀ +時，功率MOSFET的固有電容C_OSS 被放電，電阻是晶體管的導(dǎo)通電阻R_DS(on)。與功率校正電路不同，晶體管漏極上的電壓較低，因為V_NS2反射電壓是從V_OUT抽取的，這個特性讓BC2 電路具有一個優(yōu)點，在低輸出負荷時，可以節(jié)省電能，利用下面的公式可以算出節(jié)省的電能：

因此，BC2 還降低了關(guān)斷損耗。

相位[t₁, t₂]

在t₁+時，升壓二極管D_B 關(guān)斷，過流I_RM被貯存小線圈內(nèi)，過流使D_B 結(jié)電容線性放電。同時，主線圈上的電壓極性發(fā)生變化，直到D₁ 二極管導(dǎo)通為止。與此同時，過流I_RM 被變壓比m₁降低，然后被發(fā)射到主線圈內(nèi)。

圖5:每相的等效時序

圖6:每相的等效電路

因此，流經(jīng)N_S1的電流有助于給內(nèi)部線圈L_B放電，同時交流電源電壓給線圈N_p 施加偏壓。因為根據(jù)下面公式計算的反射電壓V_NS1的原因，流經(jīng)D₁ 的電流I_RM 降至0 A。

;

為保證斷續(xù)模式下的軟開關(guān)操作，流經(jīng)D₁的電流在t₃前達到0 A。因為當正弦周期內(nèi)的V_mains電壓達到最高值時，I_RM電流達到最高值，所以t_{D1_ON} 時間趨勢支持功率因數(shù)校正應(yīng)用/此外，為消除二極管D₁ 的反向恢復(fù)電流效應(yīng)，因為反射電壓V_NS1低的原因，必須使dI/dt_D₁ 總是保持低斜率，通過下面公式計算dI/dt_D₁:



不幸地是，在這個相位期間，升壓二極管D_B被施加一個高反向電壓：

這個特性要求這種應(yīng)用增加一個二極管，為此，意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個優(yōu)化的二極管，使I_RM 電流值與擊穿電壓達到精確平衡。

相位[t₂, t₃]

在t₂時，D₁二極管的電流達到0 A，BC2變成一個傳統(tǒng)的功率升壓轉(zhuǎn)換器。當功率晶體管保持通態(tài)時，在t₃點，主L_B 線圈內(nèi)和小L線圈內(nèi)的電流上升到I₁。

相位 [t₃, t₄]

在t₃時，功率晶體管關(guān)斷。這時，C_OSS電容電壓被小線圈L內(nèi)貯存的電流線性充電，直到二極管D₂導(dǎo)通為止；在關(guān)斷期間，功率開關(guān)上沒有過壓應(yīng)力。

同時，主線圈上的電壓極性發(fā)生變化，直到D_B 二極管導(dǎo)通為止。一旦所有的二極管一起導(dǎo)通，輸出電流按圖5所示的方式配流。因為N_S2的反射電壓的原因，D₂ 的電流從I₁開始降至0 A，dI/dt斜率較低。相反，在t₄時，D_B 的電流升到標稱值。

這種配流有利于BC2電路。事實上，在交流電壓較低的功率因數(shù)校正應(yīng)用（例如90V_RMS）中，最高增強電流是在二極管D_B 和D₁之間機械分配。因此，整流階段的導(dǎo)通損耗得到改進。下面是反射電壓V_NS2 和D₂ 導(dǎo)通時間的計算公式：

;

t_{D2_ON}時間趨勢支持功率因數(shù)校正應(yīng)用，因為V_mains 電壓最低時，I₁ 電流最大。因此，即變在惡劣的條件下，例如，最低V_mains電壓下的高輸出負載電流，BC2電路仍然能夠保證斷續(xù)模式。此外，為消除二極管D₂ 的反向恢復(fù)電流效應(yīng)，因為反射電壓V_NS2低的原因，必須使dI/dt_D₂ 總是保持低斜率，通過下面公式計算dI/dt_D₂:

相位 [t₄, t₅]

在t₄時，D₂二極管的電流達到0 A，BC2變成一個傳統(tǒng)的功率升壓轉(zhuǎn)換器，只有升壓二極管D_B 導(dǎo)通。因為N_S2上的反射電壓的原因，功率開關(guān)管的電壓低于 Vout。因此，C_OSS電容在體電容內(nèi)放電。在t₀時，晶體管導(dǎo)通，節(jié)能電能。

2.3.BC2電路上的電壓應(yīng)力

表1列出了每個相位對應(yīng)的最大電壓。

表1:BC2上的最大反向電壓

BC2電路需要使用一個擊穿電壓高于600V的特殊二極管。此外，還需要優(yōu)化二極管的反向恢復(fù)電流，以防功率晶體管在[t₁-t₂]相位遭受較高的電流。

意法半導(dǎo)體研制出BC2電路專用的3A、5A、8A、10A和16A的二極管，這些二極管采用不同類型的封裝（直插、通孔或貼裝）。

意法半導(dǎo)體推出了在一個封裝內(nèi)嵌入兩支二極管（圖4中的D_B和D₂）的新產(chǎn)品(STTH10BC065CT和STTH16BC065CT)，新產(chǎn)品的額定反向電壓值達到650V，散熱器用二極管與標準功率因數(shù)校正器用二極管完全相同。

為保持這個散熱器配置，意法半導(dǎo)體開發(fā)出續(xù)流二極管D1(STTH3BCF060 and STTH5BCF060)，該產(chǎn)品采用貼裝或直插式封裝，以便將其焊接在印刷電路板上。

針對大功率轉(zhuǎn)換器，意法半導(dǎo)體開發(fā)出獨立的采用通孔封裝的D_B 和D₂ 二極管(STTH8BC065DI 和STTH8BC060D)。

詳情聯(lián)系當?shù)氐囊夥ò雽?dǎo)體銷售處。

2.4. 計算m₂ 和m₁ 變壓比

為在[t1-t2]和[t3-t4]時序期間符合斷續(xù)模式，圖5所示的時間參數(shù)td1和td2應(yīng)總是正值。根據(jù)典型連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）功率因數(shù)校正規(guī)則和t_{D1_ON} 和t_{D2_ON} 表達式，確定變壓比條件m₁ 和 m₂ 不是難事。

And

其中P_IN 是功率因數(shù)校正器的輸入功率，F(xiàn)s是開關(guān)頻率；V_mainsRMS 是RMS電壓最大值；I_RMmax是在導(dǎo)通dI/dt和最高工作結(jié)溫條件下的反向恢復(fù)電流最大值。

2.5.小線圈L的電感計算

小線圈L的額定電感有幾種計算方式。例如，導(dǎo)通dI/dt的額定值可能是50A/μs；然后，根據(jù)二極管D_B的I_RM值計算變壓比m₂和m₁。不過，要想滿足設(shè)計規(guī)則，D_B的反向電壓VR_DB_reverse不得超過V_RRM的75%，75%x650 = 487V；如果VR_DB_reverse高于 487V，就應(yīng)該降低小線圈L的電感值；因此，也應(yīng)該提高小線圈L的dI/dt值和D_B二極管的 I_RM 值。因此，使VR_DB_reverse低于 487V，必須重新計算m₁和m₂ 變壓比。但是這種計算方法未能優(yōu)化小線圈L的電感及其尺寸。一個良好的方法最終應(yīng)使小線圈的尺寸最小化。意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個考慮以下所有參數(shù)的軟件工具：D_B二極管的I_RM 與電流斜率dI/dt和結(jié)溫T_J對比、線圈L電感公差、導(dǎo)通功率損耗。這個軟件工具的研發(fā)目的是幫助設(shè)計人員根據(jù)應(yīng)用條件選擇最佳的電感。表2列出了兩個采用BC2概念的功率因數(shù)校正應(yīng)用示例。

表2:用于不同類型功率因數(shù)校正器的L線圈的電感和尺寸

3.450W功率因數(shù)校正器的BC2電路設(shè)計

為展示BC2電路的優(yōu)點，意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個90- 264 V_mainsRMS 的通用系列450W功率因數(shù)校正器，該系列產(chǎn)品采用硬開關(guān)模式和一個標準均流式 PWM控制器。我們從導(dǎo)通特性、能效和熱測量三個方面對BC²電路與8A碳化硅肖特基二極管進行了對比。

3.1.BC2設(shè)計

在評估BC2電路時我們使用了專用二極管，D_B采用STTH8BC065DI，D₂采用STTH8BC060D，D₁采用STTH5BCF060，如圖4所示。軟件給出了小線圈L的電感、變壓比m₁和m₂ 與開關(guān)頻率的對比值，如表3所示。

表3:N_S1、N_S2 和L與Fs對比值

3.2.BC2電路的典型波形

圖7所示是200 kHz功率因數(shù)校正器的典型BC2波形。 每次功率MOSFET導(dǎo)通時，就會發(fā)生一次電流軟開關(guān)操作。

這條曲線突出表明D₁ 和D₂ 二極管總是處于斷續(xù)模式；D₁ 恢復(fù)D_B的I_RM電流；而D₂ 通過功率因數(shù)校正體電容發(fā)送小線圈L貯存的電流。如前文所述，在[t₀-t₁]和[t₄-t₅]相位，一旦D₂ 關(guān)斷，功率晶體管的漏極電壓立即降低，關(guān)斷損耗被消除。



圖7:Fs=200 kHz時的典型 BC2 波形

3.3.能效比較

我們在兩個V_mains電壓和140 kHz開關(guān)頻率條件對BC2和SiC二極管進行了能效比較，如圖8 (230V_RMS) 和圖9 (90V_RMS)所示。當電源電壓230V_RMS時，在全負載條件下，BC2電路比8A碳化硅整流管省電2.25W，在100W時省電1W。

在低負載條件下，如[t₀-t₁]相位所述，因為BC2關(guān)斷損耗比碳化硅二極管低，N_S2 產(chǎn)生的反射電壓仍能提高BC2的能效。

一旦功率因數(shù)校正器進入斷續(xù)模式(100W)，碳化硅二極管與BC2電路的能效相同，如圖8所示。



圖8:在230V_RMS時的能效對比

在90V_RMS電壓時，軟開關(guān)法的優(yōu)點加上C_OSS 放電節(jié)省的電能好處進一步加強了BC2電路的優(yōu)點。在450W輸出功率時，BC2比碳化硅二極管省電5.4W，在低負載下，因為無關(guān)斷損耗，BC2比碳化硅二極管省電1.7%。



圖9:在90V_RMS時的能效對比


圖10:在Vmains_RMS=90V時，450W功率因數(shù)校正器的三個不同的輸出功率和三個開關(guān)頻率的能效對比

圖10突出了BC2電路軟開關(guān)法和C_OSS 放電省電的優(yōu)勢，特別是在低負載下這種優(yōu)勢更加明顯。

3.4.熱測量

電流軟開關(guān)法能夠降低開關(guān)晶體管的功率損耗，圖11所示是在一個功率因數(shù)校正應(yīng)用中，BC2解決方案與碳化硅二極管在功率MOSFET晶體管上產(chǎn)生的溫度差(18°C)。

如果功率MOSFET晶體管的工作結(jié)溫相同，(T_j(avg))BC2解決方案可以讓散熱器變得更小。

這樣，節(jié)省的空間抵消了BC2電路的小線圈L所占的空間。因此，BC2電路擁有與碳化硅二極管解決方案相同的功率密度。

雖然采用熱優(yōu)化技術(shù)，但是，當功率MOSFET的R_DS(on)導(dǎo)致結(jié)溫T_j(avg)上升到90 °C時，采用BC2的解決方案的能效略有降低，不過BC2概念的能效還是高于碳化硅二極管。因此，在圖11和圖9所 示的90V_RMS能效比較中，應(yīng)該從Poutx[1/(SiC_efficiency) – 1/(BC2_ efficiency)]= 5.4W的省電數(shù)值中扣除0.75W。

總之，BC2電路的功率密度和能效均優(yōu)于碳化硅二極管。



圖11:溫度測比較

另一種優(yōu)化BC2概念的方法是縮減功率MOSFET晶體管的有效面積，獲得與碳化硅二極管相同的能效。

在圖11所給的示例中，至少可以去除一個功率 MOSFET開關(guān)管。這樣，隨著導(dǎo)通電阻R_DS(on) 增加，開關(guān)管的功率損耗不必再乘以2。實際上，整體功率損耗降低的另一個原因是MOSFET等效電容C_OSS 也被削減一半。

在圖11的示例中，一個導(dǎo)通電阻R_DS(on)小于0.46?的、輸出功率450W的功率MOSFET與一個碳化硅二極管和兩個并聯(lián)功率MOSFET的結(jié)構(gòu)的能效相同。

這個功耗優(yōu)化方法對大眾市場應(yīng)用有吸引力:BC2解決方案應(yīng)考慮到意法半導(dǎo)體的能效概念和節(jié)省一支功率MOSFET。

BC2概念的成本效益高于碳化硅二極管解決方案。

3.5.BC2設(shè)計工具

意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個軟件工具，能夠幫助設(shè)計人員根據(jù)電源規(guī)格快速確定BC2拓撲的規(guī)格。

圖12:BC2設(shè)計工具

該軟件設(shè)計工具可以提供微型線圈和主功率因數(shù)校正器的輔助線圈的參數(shù)、二極管選型和功率MOSFET的R_DS(on)。還可算出每個組件的功率損耗，并與使用一個碳化硅二極管的功率因數(shù)校正器對比。

4.結(jié)論

BC2電路使用一個軟開關(guān)法，通過一個獨特的無損恢復(fù)電路幫助電源設(shè)計人員實現(xiàn)最高能效目標。

意法半導(dǎo)體推出了BC22概念專用二極管，以提高連續(xù)導(dǎo)通功率因數(shù)校正器（CCM PFC）的性能，如表4所示。

表4:BC2電路在450W 140 kHz功率因數(shù)校正器中的優(yōu)點



此外，把BC2概念用于大眾市場和高端功率因數(shù)校正器是設(shè)計人員支持現(xiàn)有市場能效推薦標準的理想選擇，例如，在電源額定功率20%、50%和100%負載下能效高于80%的銅牌、銀牌和金牌80 Plus能效標準。

此外，BC²及其功率組件特別適用于升壓或降壓轉(zhuǎn)換器，這兩種器件是太陽能逆變器或計算機和電信設(shè)備的開關(guān)電源（SMPS）的常用功率器件。

5.參考文獻

[1]Beno?t Peron, ?Auxiliary switching circuit for a chopping converter?, Patent No: US 6,987,379 B2, June 2006

[2]Bertrand Rivet, ?New Solution to Optimize Diode Recovery in PFC Boost Converter?, PCIM 2000.

[3]Jim Noon, UC3855A/B High Performance Power Factor Preregulator -Texas Instrument- application report- SLUA146A

[4]Brian T, Irving and M. Jovanovic ?Analysis, Design and Performance Evaluation of Flying-Capacitor Passive Lossless Snubber applied to PFC Boost Converter?, APEC 2002, pp. 503 - 508 vol.1.