GSM功率放大器的電源設計
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現(xiàn)代的便攜式設備通常采用電池供電，電池電壓可能高于或低于開關轉(zhuǎn)換器輸出電壓。例如, 正常使用時鋰離子電池端電壓在2.7～4.2V變化,而采用鋰電池時，設計人員通常需要從2.7～4.2V產(chǎn)生+3.3V的主電源電壓在設計+3.8V的GSM電話功率放大器電源時也面臨同樣問題。類似于單節(jié)鋰電池的情況，采用3節(jié)串聯(lián)鎳氫電池產(chǎn)生+3.3V/+3.8V電源時同樣遇到這樣的問題，3節(jié)串聯(lián)鎳氫電池端電壓變化范圍從2.6～4.2V。當輸入電壓高于或低于轉(zhuǎn)換器輸出電壓時，工程師只有少數(shù)幾種調(diào)節(jié)技術可供選擇。其中一個好的方案是采用SEPIC(Single-Ended Primary Inductance Converter,單端初級電感轉(zhuǎn)換器），因為SEPIC轉(zhuǎn)換器在整個電池端電壓變化范圍內(nèi)提供穩(wěn)壓輸出，比線性穩(wěn)壓器或降壓型開關轉(zhuǎn)換延長了50%的使用時間。
本文引用地址：http://butianyuan.cn/article/2962.htm本文討論的功率電源設計采用單節(jié)鋰電池或者3節(jié)鎳氫電池，輸入電壓范圍是2.6～4.2V，輸出電壓為+3.8V，平均負載電流為380mA，但是轉(zhuǎn)換器必須保證能夠提供2.6A的峰值電流。在關閉模式，輸出必須與輸入完全隔離以防止電池空耗。對于GSM電話來說，允許的元器件高度最高為4mm。圖1所示電路完全達到了這些設計目標，輸入電壓范圍從 2.5～5.5V，并且輸出電流最高達到 500mA。
主要考慮輸入電壓最低時如何選擇元器件，開關轉(zhuǎn)換器在電池接近放電終止、電壓達到最低點時必須保證可靠啟動，因此正確選擇轉(zhuǎn)換器和MOSFET器件是設計的關鍵因素。圖1中MAX669開關轉(zhuǎn)換器允許將輸出電壓通過U1與輸入電壓相連接，以提高功率MOSFET的柵級驅(qū)動電壓、降低導通阻抗，這種技術稱為自舉。如果移走電容C4，電感L2和二極管對U1，圖1就成為MAX669標準的升壓型轉(zhuǎn)換器配置。將D1的陰極連接到MAX669的VCC引腳，使輸出電壓自舉到輸入端。自舉電路配置下，電源上電啟動時電池電壓減去D1的電壓降即是MAX669的供電電壓。當轉(zhuǎn)換器開始升壓轉(zhuǎn)換后輸出電壓將會升高，升高的電壓將增強MOSFET的柵級驅(qū)動能力，降低導通阻抗，提高效率。因此，自舉電路可使轉(zhuǎn)換器在低壓和重負載下可靠啟動。不幸的是SEPIC電路中的電容C4（見圖1），在電池輸入和穩(wěn)定輸出之間導致效率損失。雙二極管U1提供一個交替的通路，在電源啟動時，U1允許電池給MAX669供電；而當轉(zhuǎn)換器輸出電壓高于電池電壓時，則由轉(zhuǎn)換器輸出供電給MAX669，同時增強MOSFET的柵級驅(qū)動。
MOSFET Si2302的典型的柵級門限為+1.5V，+2.2V的啟動電壓（最小的輸入電壓+2.5V減去0.3V二極管壓降）可保證飽和驅(qū)動。轉(zhuǎn)換器輸出達到+3.8V時，柵級驅(qū)動電壓為+3.5V，MOSFET的導通電阻將降低至典型值112mΩ(125℃)。
自舉轉(zhuǎn)換器輸入不僅降低了MOSFET導通阻抗，同時也降低了功耗。MOSFET的反向電容（Crss)是導致轉(zhuǎn)換損耗的因素之一，該電容限制了MOSFET的導通與斷開時間，如果選擇具有低反向電容(Crss)的MOSFET，可進一步降低MOSFET損耗。另外一個造成轉(zhuǎn)換器損耗的因素是MOSFET的漏極電壓偏移，圖1中該電壓較低(Vds=Vin+Vout+Vd =10Vmax.)。選擇具有快速驅(qū)動MOSFET柵級能力的開關轉(zhuǎn)換器同樣可以降低轉(zhuǎn)換損失。MAX669的2Ω驅(qū)動器可以高速驅(qū)動MOSFET柵級，進一步降低功耗。
可參考下列經(jīng)驗公式計算轉(zhuǎn)換損耗:
P=2.5*Vds1.85*Ip*Crss*f
式中，Vds=8V, Crss=200pf當Si2302漏極電壓較低時，f=500kHz。考慮到MAX669的高速MOSFET驅(qū)動能力，不需要在此公式中考慮上升斜率的影響。轉(zhuǎn)換器輸出電流為100mA時，通過T1的峰值電流為406mA，轉(zhuǎn)換器損耗為4.75mW；轉(zhuǎn)換器輸出500mA電流時，損耗將達到19mW，T1的峰值電流為1.59A。
另一個導致功耗的原因來自MOSFET的柵級電荷，選擇一個具有低柵級電荷的MOSFET有利于減少損耗。Si2302在500KHz時僅有5nC的柵級電荷，它將從電池額外吸取2.5mA的電流。假如電池電壓為4V，功率消耗約為10mW。該損耗是恒定的，與轉(zhuǎn)換器的輸出電流無關。
圖1電路的兩個電感的等效串聯(lián)內(nèi)阻同樣產(chǎn)生功耗。該電路使用的電感串聯(lián)內(nèi)阻典型值為71mΩ。因為串聯(lián)內(nèi)阻比較低，直流阻抗損耗可以忽略不計。500kHz的開關頻率是產(chǎn)生功耗的另外一個因素，集膚效應導致直流阻抗增加10倍。幸運的是流過電感的電流交流成分相對于直流成分偏小。
減小鐵氧體磁芯的磁通密度變化同樣可降低損失，選擇一個高自感應系數(shù)的電感，電流改變對磁通密度的影響較小?？梢詮牧汶姼须娏鞯?/font>1.3A的最大電感電流來近似估計磁通密度的變化量約350T（T表示磁通密度單位）。電感電流的交流成分變化±75mA，對應磁通密度變化±20mT。在此頻率和磁通變化范圍內(nèi)，大多數(shù)鐵氧體磁芯損失低于50mW/cm3。因為鐵氧體體積只有0.1cm3，CDRH6D38磁芯損耗只有5mW，高輸出電流情況下可以忽略不計。
該應用中可以選擇幾種不同的二極管，二極管最小額定參數(shù)為10V/0.6A，可承受1.5A的峰值電流。本電路采用ZHCS1000，一個SOT23封裝的40V器件。具有低的雪崩電壓值的器件壓降較低，能夠減少傳導損耗。但是對于低壓器件，較高反向電容會導致開關損耗增大。為獲得較高的轉(zhuǎn)換效率需慎重考慮電流范圍。溫度低于85℃時，二極管的反向電流產(chǎn)生的功耗可以忽略。隨著溫度升高，二極管導通壓降減小，對于每個二極管都存在一個最佳溫度點，在該溫度下二極管反向電流和正向電壓所產(chǎn)生的功耗最小。
耦合電容C4對電路的效率有一定影響。C4的電壓等于輸入電壓，選擇額定電壓值為6.3V的電容較為合適。MAX669處于關斷模式時，電流損耗僅6mA。
盡管圖1輸出電壓較低，但是測量得到的效率曲線還是相當好的。圖2是在不同輸入電壓（2.5V～5.5V)和負載電流 (100mA～600mA)下測出的效率曲線。輸入電壓為5.5V，輸出電流380mA時效率峰值為85.9%。高輸出電流時測量的結果精確符合標準SEPIC轉(zhuǎn)換器效率公式；但是在低輸出電流時則有5%（大約30mW）的誤差。該公式忽略了以上描述的幾種損耗：柵級充電損失10mW，鐵氧體損失另外10mW，轉(zhuǎn)換損耗5mW，MAX669自身損耗約2mW，因此存在5%的誤差。高負載電流下，這些損耗可以忽略不計，但是在輕負載時就必須考慮它們的影響。與PWM模式不同，轉(zhuǎn)換器的開關頻率一般為500kHz，空閑模式下，轉(zhuǎn)換器只有在需要時才輸出脈沖。這種模式能極大的減小柵級電荷、轉(zhuǎn)換器和鐵氧體損耗。轉(zhuǎn)換器處于關斷模式時，電路只消耗5mA電流,不僅MAX669的關斷電流極低,電容C4也可防止電池對負載放電。而標準的升壓型電路在關斷模式下，負載仍然通過電感和二極管與電池保持連接，從電池吸取電流。
最主要的轉(zhuǎn)換器損耗來自于二極管D1。上面提到，一個具有低反向電壓值的二極管同時具有較低的正向?qū)▔航?。使用MBRM120LT3二極管（20V反向電壓值），略微降低正向壓降，可將效率提高1.1%。盡管它的反向結電容大大高于ZHCS1000（300PF/180PF），但是降低的正向?qū)▔航底阋匝a償所增加的結電容損耗。為了進一步減小二極管損耗，還可以在D1兩端放置一個同步P溝道晶體管，有效的旁路D1來減少正向壓降的損耗。因為通過L1和L2的電流是不平衡的，減小L2和增加L1電感值將使總的損耗降低。將兩個電感繞在同一個磁芯上能夠減少電感損耗。
如果輸入電壓保證大于+2.7V，簡單的去掉U1和C2，由電池直接供電給MAX669。但是考慮到鎳氫電池的低電壓范圍，該電路最好加上這些元器件。選擇大功率MOSFET可以減少高輸出電流損耗，但是這樣做會導致在低輸出電流下開關損耗增大、效率降低。
MAX669轉(zhuǎn)換器依靠電流檢測電阻R1來設置電感L1的峰值電流值，電流檢測電阻防止L1達到飽和電流限制值，使電感不會產(chǎn)生額外的高電流損耗。必須保證R1是無感性電阻器件，同時，如果在儲能電容C7提供大的瞬間電流后，轉(zhuǎn)換器工作時R1可限制其最大輸出電流。較高的電流限制門限能導致快速輸出響應，但會影響效率。給GSM功率放大器供電時，平均電流為380mA，但是每隔4.6ms要求提供一個577ms、電流峰值達到2.63A的脈沖電流，這個峰值電流由儲能電容C7提供。如果要求在577ms內(nèi)輸出電壓降低380mV，則需要大約4000mF的海量電容。更低要求的應用可以采用小的輸出電容。如果電容的ESR較低時，選用22mF電容能夠保證輸出電流500mA時,紋波電壓低于50mV。工作頻率較高時,這些電容必須并聯(lián)使用。C6采用X7R材料制作的6.8mF陶瓷電容，可以降低總的等效ESR值。
為了減少元器件種類，L1和L2使用同樣的Sumida電感，電感尺寸為6.7mm×6.7mm，高度為4mm。通常開關轉(zhuǎn)換器具有高精度的電流限制，電感的額定電流值一般不需要遠大于峰值電流，這樣可以減小電感尺寸。使用不同材料的電容來減小尺寸，但要保證滿足參數(shù)要求。例如,電容C4采用X7R材料制作，如果采用X5R材料來制作尺寸會減小，但是制造商只保證其最高工作溫度為+85℃，而X7R電容的額定溫度為+125℃。
開關頻率為500kHz，線路板布局必須采用高頻設計。首先布線高電流回路，采用寬的銅線以減小寄生電感和電阻值。電容C1和C2必須緊靠MAX669的引腳1和引腳9安裝。必須預留足夠的銅板面積保證承受T1的功率耗散。同時使用足夠的銅板面積保證D1的結溫不超過+125℃。高溫將導致二極管的正向壓降增大、損失增大?！?范立青編譯)
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