新型RCD箝位單端正激式變換器仿真研究

摘    要：本文結合同步整流管驅動技術在低壓大電流功率變換器中的應用，在傳統(tǒng)RCD箝位單端正激式變換器的基礎上，提出了一種全新的RCD箝位正激變換器，解決了死區(qū)時間驅動問題，大大提高了整流電路的變換效率和整個變換器的效率。
關鍵詞：RCD箝位；同步整流；死區(qū)時間

引言
在單端正激式變換器中，有幾種常見的磁復位方式，如RCD箝位、LCD箝位、有源箝位、諧振復位等。采用RCD箝位的磁復位方式的單端正激變換器結構簡單，成本低廉，主開關管的電壓應力較低，不需要輔助開關管。但是，由于在復位電路中的箝位電阻消耗能量，使得變換效率變得很低。在一些對效率要求不高或對成本要求嚴格的電源中 ，通常應用RCD箝位的變換器。
近年來，同步整流技術取得很大進展，特別是在低壓大電流正激式功率變換器中的應用。本文分析了傳統(tǒng)變換器的特點和存在的缺點，提出了一種新型RCD箝位單端正激式變換電路，通過在整流電路中采用新的同步整流驅動技術，實現(xiàn)了變換效率的很大提高。

傳統(tǒng)的RCD箝位變換器
圖1電路是采用普通二極管或肖特基二極管作為整流器件的RCD正激變換器。 在整流電路中，普通二極管的正向導通壓降大，一般在0.7~1.0V之間。對于低電壓輸出，二極管的整流損耗占整個變換器損耗的30％；肖特基二極管導通壓降稍低，但也在0.3V左右，損耗約15％。
圖2所示是采用功率MOSFET管取代二極管的變換電路。功率MOSFET的特點是：導通電阻低，開關時間短，輸入阻抗高。目前用于同步整流的功率MOSFET的最低導通電阻為3~4.5mW，如果輸出電流為10A，其正向導通壓降僅為0.03~0.045V，輸出電流50A，正向壓降僅為0.15~0.225V，從而滿足了低壓大電流功率變換器的高效率需要。
對于圖2單端正激式RCD箝位變換器，在一個完整周期里，總是存在一個死區(qū)時間，即圖3中的Vs1(s)的t5~t6?？梢钥闯觯趖5~t6的時間段內，主開關管結電容電壓為輸入電壓Vin，因此變壓器輸入為0，副邊兩個功率MOSFET管都沒有驅動電壓，不能導通。輸出電流經過S3的體二極管續(xù)流，也消耗大量能量，降低了轉換效率。

新型RCD箝位正激變換器工作原理
圖4所示變換電路為一種全新的RCD箝位單端正激式變換器。它解決了傳統(tǒng)同步整流變換器存在的死區(qū)問題，得到了較高的轉換效率。
主開關序列和主開關管結電容的電壓波形仍如圖3所示。電路工作原理如下：
在t0時刻之前，主開關管結電容電壓為Vin，變壓器輸入和輸出均為0，副邊整流電路中由MOSFET管S3續(xù)流。 t0時刻后，結電容電壓變?yōu)?，經過一個瞬間的變換過程后，由輔助繞組輸出高電壓驅動S2和S4，因此S2導通，負載電流流過S2；而S4的導通使S3的柵極放電變?yōu)?電壓，S3截止。
到t1時刻后，主開關管關斷，結電容迅速充電，直到t3時刻電壓達到Vin+Vcc，Vcc是箝位電容電壓，期間完成了從S2到S3的換流。換流過程如下：t1時刻后，輔助繞組輸出電壓持續(xù)下降，先是降到MOSFET管S2柵極門檻電壓，后是在t2時刻降為0，此期間，分別由S2導通，后是由S2體二極管導通；在t2時刻后，輔助繞組輸出電壓變?yōu)檎?，并持續(xù)升高，輸出電壓通過D1作用在S3的柵極，并給S3的柵源寄生電容充電。在電壓升到S3的柵極門檻驅動電壓之前，負載電流先流過S3的體二極管，之后，S3開通，電流流過S3，直到t3時刻，換流過程完成。
從t3到t4時刻，負載電流始終流過功率MOSFET管S3，一直到t4時刻。
在t4時刻，由于變壓器原邊勵磁電流變?yōu)榱悴⑶曳聪蛟黾?，箝位電容Cc自然截止，主開關管結電容開始放電。一直到t5時刻，結電容電壓又變?yōu)閂in，輔助繞組輸出電壓迅速減低，在t5時刻變?yōu)?。此期間，繼續(xù)由S3導通。
到t5時刻后，由于輔助繞組輸出電壓為0，使得S2，S4的柵極電壓都為0，而S3的柵源寄生電容電壓仍然存在，且不能通過S4放電，因此得以保持。這樣在t5到t6的死區(qū)時間里，S3得到了持續(xù)的驅動電壓，負載電流流過S3。從而避免了體二極管的導通，降低了整流損耗。
輔助繞組輸出電路的工作過程如下：
當輔助繞組輸出為正電壓時，輸出高電平直接驅動S2和S4的柵極，此期間，同步整流管S2導通，由于S4導通，使得S3的柵極電荷被釋放而變成低電平，S3截止，變壓器原邊向副邊輸送能量；當輔助繞組輸出變?yōu)樨撾妷汉?，通過二極管D3將輔助繞組同名端連地端，使得繞組下端輸出高電平，并通過二極管D2驅動續(xù)流管S3，S2和S4的柵極由于連接低電平而截止，此期間，輸出電流通過續(xù)流管S3流通，并且給S3的柵源寄生電容充電；當輔助繞組輸出變?yōu)?后，即死區(qū)時間里，S2和S4繼續(xù)截止，S3的柵極由于連接輸出0電壓，但是由于柵極電荷保持管S4的截止，使得在S3柵源寄生電容的電荷不能釋放，高電壓得以繼續(xù)保持，因此S3繼續(xù)導通，電路工作狀態(tài)和輔助繞組輸出負電壓時完全一致，這就實現(xiàn)了柵極保持繼續(xù)驅動。

整流損耗分析
對于傳統(tǒng)的RCD箝位同步整流電路，同步整流管的總損耗為：
P= Io Io Rds + 2Qg Vg Fs+ Io Vf Tdead fs+Qrr Vds fs
其中，Io Io Rds為功率MOSFET的總導通損耗；2Qg Vg fs為柵源結電容引起的總驅動損耗，Qg為MOSFET每次開通需要的驅動電荷，Vg為驅動電壓副值；
Io Vf Tdead fs為在死區(qū)時間內體二極管的導通損耗，Vf為負載電流Io時體二極管的正向導通壓降，Tdead為死區(qū)時間里二極管導通時間。
Qrr Vds fs為體二極管的反向恢復損耗，Qrr為體二極管的反向恢復電荷。
在本文提出的新型電路中，由于在死區(qū)時間內實現(xiàn)了續(xù)流管導通，避免了體二極管導通損耗和反向恢復損耗，因而大大降低了整流部分損耗，整流管損耗表達式為：
P= Io Io Rds +2Qg Vg Fs
可以看出，死區(qū)時間內的體二極管損耗已經避免。特別是在輔助開關管導通時間相對較短，死區(qū)時間較長的情況下，效率提高非常明顯。

仿真結果
根據(jù)圖4所示電路原理，使用仿真軟件Simetrix進行電路仿真分析。主要仿真條件為：直流輸入電壓為48V，理想變壓器原邊與副邊繞組及輔助繞組的匝比為16：2：4，主開關占空比為0.3。仿真得到同步整流管S2柵極電壓波形(上)與續(xù)流管S3柵極電壓仿真波形(下)如圖5結果。
從仿真波形圖5可以看出，同步整流管S2柵極電壓與續(xù)流管S3柵極電壓在一個完整周期里，實現(xiàn)了不斷更替的高電平，即不論死區(qū)時間怎樣，都保證了同步整流管和續(xù)流管中的一個能夠導通。證明了在死區(qū)時間里，續(xù)流管繼續(xù)導通，避免了體二極管的導通，從而在理論上說明了該整流電路對提高轉換效率的作用。

結語
本文介紹了一種新型單端正激式RCD箝位變換器，在整流部分采用了同步整流驅動方法。解決了傳統(tǒng)同步整流死區(qū)時間的導通問題，減少了整流損耗，從而提高了整個變換器的轉換效率。隨著DC-DC開關電源對效率的要求不斷增高，新型高效率的RCD箝位變換器也將獲得進一步發(fā)展?！?/P>

參考文獻
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