一種原邊反饋的反激轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)

摘要：反激轉(zhuǎn)換器因其結(jié)構(gòu)簡單、成本低等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于隔離式小功率電源中。采用TL431（或穩(wěn)壓管）和光耦或增加變壓器繞組的反饋控制方式限制了反激轉(zhuǎn)換器體積的進(jìn)一步減小。本文基于凌特公司（編者注：已被ADI收購）的LT8302設(shè)計(jì)了一個(gè)具有多模式控制、原邊反饋和同步整流的反激轉(zhuǎn)換器，輸入電壓范圍DC～18 ~ 32 V，輸出電壓DC5 ± 0.1 V，最大輸出電流2.5 A，外形尺寸（W × L × H）為27 mm× 27 mm×10 mm。該轉(zhuǎn)換器具有結(jié)構(gòu)簡單、體積小和效率高的特點(diǎn)。

0   引言

隨著電力電子技術(shù)的不斷發(fā)展，開關(guān)電源因具有效率高、體積小、質(zhì)量輕等優(yōu)點(diǎn)被廣泛應(yīng)用于各種電子設(shè)備^[1-3]。在各種開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，結(jié)構(gòu)簡單、低成本的反激轉(zhuǎn)換器通常是隔離式小功率應(yīng)用場合的首選電路拓?fù)洹鹘y(tǒng)反激轉(zhuǎn)換器一般采用TL431（或穩(wěn)壓管）和隔離光耦配合，或增加一個(gè)變壓器繞組的次級(jí)反饋控制方式，具有穩(wěn)壓精度高的優(yōu)點(diǎn)[4-6]。但是，由于采用元件較多，這種反饋方式限制了傳統(tǒng)反激轉(zhuǎn)換器在對(duì)體積和成本有嚴(yán)格要求場合的應(yīng)用。因此，為了進(jìn)一步減小體積，降低成本，利用原邊反饋的反激變壓器受到了廣泛關(guān)注[7-9]。本文基于凌特公司的LT8302設(shè)計(jì)了一個(gè)多模式控制、原邊反饋和同步整流的反激轉(zhuǎn)換器，其輸入電壓范圍 DC（18 ~ 32）V，輸出電壓DC（5 ± 0.1）V，最大輸出電流2.5 A。該轉(zhuǎn)換器具有結(jié)構(gòu)簡單、體積小和效率高的特點(diǎn)。

詹天文

第一作者(通信作者)：詹天文(1982—)，男，碩士，講師，主要從事電力電子電能變換方向的教學(xué)與科研工作，E-mail：ztw_1982@163.com。

第二作者：張瑞偉(1980—)，男，碩士，講師，主要從事電力電子方向的教學(xué)與科研工作，E-mail：Ruiwei.zhang@163.com。

第三作者：聶金銅(1984—)，男，博士，講師，主要從事電力電子方向的教學(xué)與科研工作，E-mail： njt15@tinghua.org.cn。

第四作者：張穎超(1976—)，男，博士，教授，主要從事電力電子方向的教學(xué)與科研工作，E-mail：zhangyingchao@tsinghua.org.cn。

1   反激轉(zhuǎn)換器的反饋控制原理

反激轉(zhuǎn)換器拓?fù)涞幕驹頌椋涸陂_關(guān)導(dǎo)通時(shí)，輸入電能量轉(zhuǎn)換為磁能量經(jīng)變壓器初級(jí)電感儲(chǔ)存在磁芯中，在開關(guān)關(guān)斷時(shí)，變壓器次級(jí)電感將儲(chǔ)存的磁能量轉(zhuǎn)換為電能量傳遞到輸出端。根據(jù)開關(guān)過程中變壓器所存儲(chǔ)的磁能量是否完全傳遞到輸出端，反激轉(zhuǎn)換器拓?fù)涞墓ぷ髂Ｊ娇梢苑譃殡娏鲾嗬m(xù)模式（DCM）和電流連續(xù)模式（CCM）[10-11]?？刂齐娐吠ㄟ^檢測輸出狀態(tài)，調(diào)整開關(guān)導(dǎo)通與關(guān)斷時(shí)間，從而實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的輸出。隔離反激轉(zhuǎn)換器的反饋控制技術(shù)可以分為原邊反饋和副邊反饋兩種方式。

1.1 副邊反饋技術(shù)

副邊反饋技術(shù)原理如圖1 所示，通常采用光電耦合器和三端穩(wěn)壓器TL431（或穩(wěn)壓管）組合，將檢測到的輸出電壓反饋到原邊控制電路，進(jìn)而控制原邊功率管的開關(guān)動(dòng)作，實(shí)現(xiàn)輸出穩(wěn)定的電壓。常用的UC384X 和TOPSWITCH 系列芯片均采用這種反饋控制方式，通過將取樣電壓轉(zhuǎn)換為光耦二極管側(cè)的電流，進(jìn)而控制光耦三極管的導(dǎo)通程度，將輸出電壓反饋回控制芯片，控制開關(guān)管的開通與關(guān)斷。在這種控制方式中，光耦的響應(yīng)時(shí)間和線性度直接影響到輸出電壓的穩(wěn)壓精度。

圖1 副邊反饋原理圖

1.2 原邊反饋技術(shù)

與副邊反饋技術(shù)直接取樣輸出電壓不同，原邊反饋反激轉(zhuǎn)換器直接通過變壓器的初級(jí)電感獲取輸出電壓?；驹硎窃陂_關(guān)管關(guān)斷時(shí)檢測開關(guān)管漏極電壓，從而取樣到輸出電壓。由于開關(guān)管關(guān)斷時(shí)的漏極電壓是由輸入電壓、輸出反激電壓和漏感尖峰電壓組成，直接處理有一定難度，常通過引入輔助繞組，檢測輔助繞組的電壓來取樣輸出電壓。其工作原理如圖2 所示。

圖2 原邊反饋原理圖

基于LT8302^[12] 的反激轉(zhuǎn)換器電路結(jié)構(gòu)如圖3 所示，LT8302 是一種用于隔離反激轉(zhuǎn)換器的電流模式開關(guān)集成芯片。該芯片內(nèi)部集成了一個(gè)3.6 A 、65 V 的功率開關(guān)管，輸出電壓取樣通過變壓器初級(jí)反饋，不需要添加附加繞組或光耦隔離反饋。當(dāng)開關(guān)關(guān)斷時(shí)，變壓器初級(jí)感應(yīng)電壓V_FLBK 為：

其中， V_OUT 輸出電壓， V_F 為輸出二極管正向壓降， I_SEC為次級(jí)電流， ESR 為次級(jí)回路等效電阻， Nps 為初次級(jí)繞組匝數(shù)比。芯片通過外接電阻R_FB 和內(nèi)部的反激脈沖取樣電路將V_FLBK 轉(zhuǎn)換為電流。取樣維持誤差放大器在次級(jí)電流I_SEC = 0 時(shí)取樣，誤差放大器同相端接內(nèi)部參考電壓為1 V 。由于流過R_FB 與流過R_REF 電流相等，則：

則在I_SEC = 0 時(shí)：

根據(jù)負(fù)載狀態(tài)的不同，LT8302 可以控制反激轉(zhuǎn)換器在打嗝模式、斷續(xù)模式和準(zhǔn)諧振邊界模式工作，以提高能量轉(zhuǎn)換效率。當(dāng)負(fù)載電流大時(shí)，反激轉(zhuǎn)換器在準(zhǔn)諧振邊界模式工作，芯片的邊界檢測器檢測到次級(jí)電流為0，且電壓諧振到谷值時(shí)導(dǎo)通內(nèi)部開關(guān)M1。在這種模式下，開關(guān)頻率將隨著負(fù)載電流的增加而減小。隨著負(fù)載電流的減小，開關(guān)頻率將不斷增加，為了防止因開關(guān)頻率過高而引起的開關(guān)和驅(qū)動(dòng)損耗增加，芯片將限制開關(guān)頻率最大為380 kHz ，從而控制轉(zhuǎn)換器在斷續(xù)模式工作。當(dāng)負(fù)載電流進(jìn)一步減小，芯片將控制開關(guān)頻率進(jìn)一步減小，最低可到12 kHz ，從而控制轉(zhuǎn)換器在打嗝模式工作。

2   電路設(shè)計(jì)

基于LT8302 的反激轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)指標(biāo)如表1 所示。

圖3 基于LT8302的反激轉(zhuǎn)換器電路結(jié)構(gòu)

2.1 變壓器設(shè)計(jì)

由于LT8302 內(nèi)部集成的開關(guān)管最高耐壓為65 V ，變壓器的匝數(shù)比NPS 為：

式中， VL_EAKAGE 為漏感尖峰電壓； V_F 為輸出整流二極管正向壓降。

變壓器初級(jí)電感L_PRI 應(yīng)當(dāng)滿足芯片的最小導(dǎo)通時(shí)間t_ON(MIN) ，最小關(guān)斷時(shí)間t_OFF(MIN) 以及最小開關(guān)電流I_SW(MIN) 的要求：

本設(shè)計(jì)采用同步整流來提高變換效率，所以忽略輸出整流二極管正向壓降，取漏感尖峰電壓為15 V ，最終選取PC47 材料的變壓器磁芯EPC13，初次級(jí)匝數(shù)比NPS為 2.5，初級(jí)電感為9 μH。

2.2 輸出電容計(jì)算

輸出電容的選取應(yīng)該在兼顧體積和成本的前提下，盡可能減小輸出電壓紋波，其計(jì)算公式為：

最終選取輸出電容為4 個(gè)陶瓷電容并聯(lián)。

2.3 緩沖電路設(shè)計(jì)

緩沖電路的主要作用是吸收漏感能量，防止開關(guān)管被漏感尖峰電壓擊穿損壞。本設(shè)計(jì)采用RC + DZ 的箝位緩沖方式。由于變壓器漏感等雜散參數(shù)難以通過理論計(jì)算精確求出，RC 參數(shù)通常是根據(jù)實(shí)際電路工作情況進(jìn)行調(diào)整，初始選取470 pF ， 39 Ω 。

最大齊納擊穿電壓V_ZENNER(max) 應(yīng)當(dāng)滿足：根據(jù)本設(shè)計(jì)的要求，最終選取DFLS1100 和CMZ5934B 組成箝位電路。

在本設(shè)計(jì)中，選取R_REF =10 kΩ，忽略輸出整流二極管正向壓降VF ，通過上式可計(jì)算得到R_FB =125 kΩ。由于電阻本身誤差以及變壓器實(shí)際變比等因素會(huì)造成輸出電壓設(shè)計(jì)值與實(shí)際輸出值有所偏差，可根據(jù)最終實(shí)驗(yàn)結(jié)果，對(duì)R_FB 進(jìn)行微調(diào)，新調(diào)整的取樣電阻R_FB(NEW) 與測得的輸出電壓滿足以下關(guān)系：

3   實(shí)驗(yàn)結(jié)果

根據(jù)以上分析和參數(shù)計(jì)算結(jié)果，設(shè)計(jì)的基于LT8302的反激轉(zhuǎn)換器電路圖如圖4 所示，同步整流控制芯片采用LT8309^[13]。轉(zhuǎn)換器實(shí)物如圖5 所示，尺寸為27 mm× 27 mm。

在輸入電壓為額定24 V 時(shí)，反激轉(zhuǎn)換器輸出波形如圖6 所示，圖中（a）、（b）、（c）波形1 分別為負(fù)載電流為0、1.5 A 、2.5 A 時(shí)開關(guān)管M1 的DS 電壓波形；波形2 為對(duì)應(yīng)負(fù)載電流下的輸出電壓紋波。從圖中可以看出，在對(duì)應(yīng)負(fù)載電流下，反激轉(zhuǎn)換器分別在打嗝模式、斷續(xù)模式和準(zhǔn)諧振邊界模式下工作，輸出電壓紋波峰- 峰值最大為40 mV 。圖6（d）為負(fù)載電流為2.5 A 時(shí)，同步整流MOSFET 的GS（波形1）和DS（波形2）波形。

分別測試了該轉(zhuǎn)換器在輸入電壓為18 V 、24 V 和32 V ，負(fù)載電流分別在0.5 A 、1 A 、1.5 A 、2 A 、2.5 A 時(shí)的能量轉(zhuǎn)換效率，然后擬合曲線，結(jié)果如圖7所示。在通常情況下，該轉(zhuǎn)換器的能量效率能夠達(dá)到80% 以上。

圖5 反激轉(zhuǎn)換器實(shí)物圖

4   結(jié)束語

本文基于LT8302 設(shè)計(jì)了一個(gè)具有多模式控制、原邊反饋和同步整流的反激轉(zhuǎn)換器，其輸入電壓范圍DC（18 ~ 32）V，輸出電壓DC（5 ± 0.1） V，最大輸出電流2.5 A 。該轉(zhuǎn)換器具有結(jié)構(gòu)簡單、體積小、效率高的特點(diǎn)。

（a）輸出電流0 A測試波形

（b）輸出電流1.5 A測試波形

（c）輸出電流2.5 A測試波形

（d）輸出電流2.5 A同步整流波形

圖6 反激轉(zhuǎn)換器波形圖

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圖7 能量變換效率圖

（本文來源于《電子產(chǎn)品世界》雜志2021年6月期）