介紹在SMPS應(yīng)用中選擇IGBT和MOSFET的比較

隨著電力電子技術(shù)的高速發(fā)展，電力電子設(shè)備與人們的工作、生活的關(guān)系日益密切，而電子設(shè)備都離不開可靠的電源，進(jìn)入80年代計(jì)算機(jī)電源全面實(shí)現(xiàn)了開關(guān)電源化，率先完成計(jì)算機(jī)的電源換代，進(jìn)入90年代開關(guān)電源相繼進(jìn)入各種電子、電器設(shè)備領(lǐng)域，程控交換機(jī)、通訊、電子檢測(cè)設(shè)備電源、控制設(shè)備電源等都已廣泛地使用了開關(guān)電源，更促進(jìn)了開關(guān)電源技術(shù)的迅速發(fā)展。開關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開關(guān)晶體管開通和關(guān)斷的時(shí)間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關(guān)電源一般由脈沖寬度調(diào)制(PWM)控制IC和MOSFET構(gòu)成。開關(guān)電源和線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增加而增長(zhǎng)，但二者增長(zhǎng)速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點(diǎn)上，反而高于開關(guān)電源，這一成本反轉(zhuǎn)點(diǎn)。隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展和創(chuàng)新，使得開關(guān)電源技術(shù)在不斷地創(chuàng)新，這一成本反轉(zhuǎn)點(diǎn)日益向低輸出電力端移動(dòng)，這為開關(guān)電源提供了廣泛的發(fā)展空間。

開關(guān)電源高頻化是其發(fā)展的方向，高頻化使開關(guān)電源小型化，并使開關(guān)電源進(jìn)入更廣泛的應(yīng)用領(lǐng)域，特別是在高新技術(shù)領(lǐng)域的應(yīng)用，推動(dòng)了高新技術(shù)產(chǎn)品的小型化、輕便化。另外開關(guān)電源的發(fā)展與應(yīng)用在節(jié)約能源、節(jié)約資源及保護(hù)環(huán)境方面都具有重要的意義。

SMPS的進(jìn)展

一直以來，離線式SMPS產(chǎn)業(yè)由功率半導(dǎo)體產(chǎn)業(yè)的功率元件發(fā)展所推動(dòng)。作為主要的功率開關(guān)器件IGBT、功率MOSFET和功率二極管正不斷改良，相應(yīng)地也是明顯地改善了SMPS的效率，減小了尺寸，重量和成本也隨之降低。由于器件對(duì)應(yīng)用性能的這種直接影響，SMPS設(shè)計(jì)人員必須比較不同半導(dǎo)體技術(shù)的各種優(yōu)缺點(diǎn)以優(yōu)化其設(shè)計(jì)。例如，MOSFET一般在較低功率應(yīng)用及較高頻應(yīng)用(即功率《1000W及開關(guān)頻率≥100kHz)中表現(xiàn)較好，而 IGBT則在較低頻及較高功率設(shè)計(jì)中表現(xiàn)卓越。

導(dǎo)通損耗

除了IGBT的電壓下降時(shí)間較長(zhǎng)外，IGBT和功率MOSFET的導(dǎo)通特性十分類似。由基本的IGBT等效電路(見圖1)可看出，完全調(diào)節(jié)PNP BJT集電極基極區(qū)的少數(shù)載流子所需的時(shí)間導(dǎo)致了導(dǎo)通電壓拖尾(voltage tail)出現(xiàn)。

圖1 IGBT等效電路

這種延遲引起了類飽和 (Quasi-saturation) 效應(yīng)，使集電極/發(fā)射極電壓不能立即下降到其VCE(sat)值。這種效應(yīng)也導(dǎo)致了在ZVS情況下，在負(fù)載電流從組合封裝的反向并聯(lián)二極管轉(zhuǎn)換到 IGBT的集電極的瞬間，VCE電壓會(huì)上升。IGBT產(chǎn)品規(guī)格書中列出的Eon能耗是每一轉(zhuǎn)換周期Icollector與VCE乘積的時(shí)間積分，單位為焦耳，包含了與類飽和相關(guān)的其他損耗。其又分為兩個(gè)Eon能量參數(shù)，Eon1和Eon2。Eon1是沒有包括與硬開關(guān)二極管恢復(fù)損耗相關(guān)能耗的功率損耗; Eon2則包括了與二極管恢復(fù)相關(guān)的硬開關(guān)導(dǎo)通能耗，可通過恢復(fù)與IGBT組合封裝的二極管相同的二極管來測(cè)量，典型的Eon2測(cè)試電路如圖2所示。

圖2 典型的導(dǎo)通能耗Eon和關(guān)斷能耗Eoff 測(cè)試電路

開關(guān)電源 (Switch Mode Power Supply;SMPS) 的性能在很大程度上依賴于功率半導(dǎo)體器件的選擇，即開關(guān)管和整流器。雖然沒有萬全的方案來解決選擇IGBT還是MOSFET的問題，但針對(duì)特定SMPS應(yīng)用中的IGBT 和 MOSFET進(jìn)行性能比較，確定關(guān)鍵參數(shù)的范圍還是能起到一定的參考作用。本文將對(duì)一些參數(shù)進(jìn)行探討，如硬開關(guān)和軟開關(guān)ZVS (零電壓轉(zhuǎn)換) 拓?fù)渲械拈_關(guān)損耗，并對(duì)電路和器件特性相關(guān)的三個(gè)主要功率開關(guān)損耗—導(dǎo)通損耗、傳導(dǎo)損耗和關(guān)斷損耗進(jìn)行描述。

在硬開關(guān)導(dǎo)通的情況下，柵極驅(qū)動(dòng)電壓和阻抗以及整流二極管的恢復(fù)特性決定了Eon開關(guān)損耗。對(duì)于像傳統(tǒng)CCM升壓PFC電路來說，升壓二極管恢復(fù)特性在Eon (導(dǎo)通) 能耗的控制中極為重要。除了選擇具有最小Trr和QRR的升壓二極管之外，確保該二極管擁有軟恢復(fù)特性也非常重要。

在硬開關(guān)電路中，如全橋和半橋拓?fù)渲?，與IGBT組合封裝的是快恢復(fù)管或MOSFET體二極管，當(dāng)對(duì)應(yīng)的開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)二極管有電流經(jīng)過，因而二極管的恢復(fù)特性決定了Eon損耗。

一般來說，IGBT組合封裝二極管的選擇要與其應(yīng)用匹配，具有較低正向傳導(dǎo)損耗的較慢型超快二極管與較慢的低VCE(sat)電機(jī)驅(qū)動(dòng)IGBT組合封裝在一起。相反地，軟恢復(fù)超快二極管，可與高頻SMPS2開關(guān)模式IGBT組合封裝在一起。

除了選擇正確的二極管外，設(shè)計(jì)人員還能夠通過調(diào)節(jié)柵極驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通源阻抗來控制Eon損耗。Eon損耗和EMI需要折中，因?yàn)檩^高的di/dt 會(huì)導(dǎo)致電壓尖脈沖、輻射和傳導(dǎo)EMI增加。為選擇正確的柵極驅(qū)動(dòng)阻抗以滿足導(dǎo)通di/dt 的需求，可能需要進(jìn)行電路內(nèi)部測(cè)試與驗(yàn)證，然后根據(jù)MOSFET轉(zhuǎn)換曲線可以確定大概的值 (見圖3)。

圖3 MOSFET的轉(zhuǎn)移特性

假定在導(dǎo)通時(shí)，F(xiàn)ET電流上升到10A，根據(jù)圖3中25℃的那條曲線，為了達(dá)到10A的值，柵極電壓必須從5.2V轉(zhuǎn)換到6.7V，平均GFS為10A/(6.7V-5.2V)=6.7mΩ。

公式1 獲得所需導(dǎo)通di/dt的柵極驅(qū)動(dòng)阻抗

把平均GFS值運(yùn)用到公式1中，得到柵極驅(qū)動(dòng)電壓Vdrive=10V，所需的 di/dt=600A/μs，F(xiàn)CP11N60典型值VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF;于是可以計(jì)算出導(dǎo)通柵極驅(qū)動(dòng)阻抗為37Ω。由于在圖3的曲線中瞬態(tài)GFS值是一條斜線，會(huì)在Eon期間出現(xiàn)變化，意味著di/dt也會(huì)變化。

同樣的，IGBT也可以進(jìn)行類似的柵極驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通阻抗計(jì)算，VGE(avg) 和 GFS可以通過IGBT的轉(zhuǎn)換特性曲線來確定，并應(yīng)用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。計(jì)算所得的IGBT導(dǎo)通柵極驅(qū)動(dòng)阻抗為100Ω，該值比前面的37Ω高，表明IGBT GFS較高，而CIES較低。

傳導(dǎo)損耗需謹(jǐn)慎

在比較額定值為600V的器件時(shí)，IGBT的傳導(dǎo)損耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。這種比較應(yīng)該是在集電極和漏極電流密度可明顯感測(cè)，并在指明最差情況下的工作結(jié)溫下進(jìn)行的。圖4顯示了在125℃的結(jié)溫下傳導(dǎo)損耗與直流電流的關(guān)系，圖中曲線表明在直流電流大于2.92A后， MOSFET的傳導(dǎo)損耗更大。

圖4 傳導(dǎo)損耗直流工作