如何把電源的功率限制變?yōu)殡娏飨拗?/h1>
作者：
時(shí)間：2012-03-14
來(lái)源：網(wǎng)絡(luò)
英飛凌汽車電子生態(tài)圈
掃碼關(guān)注
獲取最新最全汽車電子
技術(shù)方案與實(shí)用技巧
收藏
圖3顯示了輸出和偏置電壓與圖2所示電路負(fù)載電流的對(duì)比情況。輸出V-I特性非常接近于圖1所示理想情況。負(fù)載電流達(dá)到約1.3A時(shí)開始功率限制。隨著負(fù)載增加，輸出電壓開始下降。由于偏置電壓是輸出電壓的反映，因此它也開始下降。偏置電壓降至9V關(guān)閉水平以下時(shí)，PWM控制器關(guān)閉。
圖 3 偏置電壓降至控制器關(guān)閉閾值以下后，轉(zhuǎn)換器不再提供功率限制電流。
在該例子中，盡管在負(fù)載超出1.3A時(shí)峰值電流限制激活，但是在轉(zhuǎn)換器關(guān)閉以前負(fù)載電流會(huì)為額定負(fù)載的兩倍以上。在某些應(yīng)用中，這是不可接受的。反之，一種更加方形的V-I曲線則較為理想。負(fù)載增加超出功率限制點(diǎn)后偏置電壓隨之下降，利用這一特性，我們可以非常輕松地獲得這種V-I曲線。只需增加數(shù)個(gè)組件，便可利用不斷降低的偏置電壓在功率限制期間折疊開關(guān)頻率。這樣做以后，開關(guān)頻率被強(qiáng)制與輸出電壓成正比關(guān)系，如方程式3所示。將方程式3代入方程式2后我們發(fā)現(xiàn)，理論上講功率限制期間輸出電流不再依賴于輸出電壓的大小，參見(jiàn)方程式4.
方程式3
方程式4
用于創(chuàng)建這種改進(jìn)型電流限制而增加的一些組件突出顯示在圖4所示原理圖中。對(duì)內(nèi)部振蕩器編程，通過(guò)R10、R8和C11設(shè)置反向轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率。一個(gè)內(nèi)部5V源通過(guò)R10和R8對(duì)C11充電。隨著偏置電壓下降，R7和R11的電阻分壓器開啟Q1，并優(yōu)先于內(nèi)部5V源進(jìn)行控制，從而降低開關(guān)頻率。偏置二極管（D4）現(xiàn)在必須為一種雙串聯(lián)二極管，這樣R7和R11才不會(huì)在啟動(dòng)期間使控制器的電流改道。需正確選擇R7和R11的值，以便讓Q1在正常運(yùn)行期間處于關(guān)閉狀態(tài)，僅在偏置電壓降至約12V以下時(shí)才開啟。
圖 4 增加5個(gè)離散式組件可增強(qiáng)功率限制功能并降低最大故障電流。
添加這些組件的結(jié)果如圖5所示。同前面一樣，電源進(jìn)入功率限制時(shí)輸出電壓和偏置電壓均開始下降。一旦偏置電壓降至足以開啟Q1的程度，負(fù)載電流的任何繼續(xù)增加都會(huì)使開關(guān)頻率降低，其反過(guò)來(lái)又會(huì)降低供給負(fù)載的有效功率。這會(huì)加快過(guò)電流關(guān)閉過(guò)程。注意，在輸出電流和輸出電壓之間仍然存在一定程度的相互關(guān)系，這是因?yàn)樽儔浩鲀?nèi)部的偏置繞組耦合和有限的Q1增益。盡管存在這些缺點(diǎn)，但是增加的電路還是極大地改善了V-I特性。實(shí)際上，電源現(xiàn)在不會(huì)向故障負(fù)載提供1.5A以上的電流。
圖 5 使用增強(qiáng)型功率限制電路的電源V-I曲線顯示過(guò)載狀態(tài)下的輸出電壓表現(xiàn)出明顯的下降。
總之，擁有功率限制保護(hù)的電源仍然可以為過(guò)載輸出提供大量的電流。如本文所述，只需在一次側(cè)控制器周圍添加少數(shù)幾個(gè)組件，便可輕松且低成本地實(shí)現(xiàn)精確的電流限制功能。盡管它針對(duì)的反向轉(zhuǎn)換器，但是這種方案也可以減少降壓轉(zhuǎn)換器的多余電流。
基爾霍夫電流相關(guān)文章:基爾霍夫電流定律
- 英飛凌汽車電子生態(tài)圈
掃碼關(guān)注
獲取最新最全汽車電子
技術(shù)方案與實(shí)用技巧
圖3顯示了輸出和偏置電壓與圖2所示電路負(fù)載電流的對(duì)比情況。輸出V-I特性非常接近于圖1所示理想情況。負(fù)載電流達(dá)到約1.3A時(shí)開始功率限制。隨著負(fù)載增加，輸出電壓開始下降。由于偏置電壓是輸出電壓的反映，因此它也開始下降。偏置電壓降至9V關(guān)閉水平以下時(shí)，PWM控制器關(guān)閉。
圖 3 偏置電壓降至控制器關(guān)閉閾值以下后，轉(zhuǎn)換器不再提供功率限制電流。
在該例子中，盡管在負(fù)載超出1.3A時(shí)峰值電流限制激活，但是在轉(zhuǎn)換器關(guān)閉以前負(fù)載電流會(huì)為額定負(fù)載的兩倍以上。在某些應(yīng)用中，這是不可接受的。反之，一種更加方形的V-I曲線則較為理想。負(fù)載增加超出功率限制點(diǎn)后偏置電壓隨之下降，利用這一特性，我們可以非常輕松地獲得這種V-I曲線。只需增加數(shù)個(gè)組件，便可利用不斷降低的偏置電壓在功率限制期間折疊開關(guān)頻率。這樣做以后，開關(guān)頻率被強(qiáng)制與輸出電壓成正比關(guān)系，如方程式3所示。將方程式3代入方程式2后我們發(fā)現(xiàn)，理論上講功率限制期間輸出電流不再依賴于輸出電壓的大小，參見(jiàn)方程式4.
方程式3
方程式4
用于創(chuàng)建這種改進(jìn)型電流限制而增加的一些組件突出顯示在圖4所示原理圖中。對(duì)內(nèi)部振蕩器編程，通過(guò)R10、R8和C11設(shè)置反向轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率。一個(gè)內(nèi)部5V源通過(guò)R10和R8對(duì)C11充電。隨著偏置電壓下降，R7和R11的電阻分壓器開啟Q1，并優(yōu)先于內(nèi)部5V源進(jìn)行控制，從而降低開關(guān)頻率。偏置二極管（D4）現(xiàn)在必須為一種雙串聯(lián)二極管，這樣R7和R11才不會(huì)在啟動(dòng)期間使控制器的電流改道。需正確選擇R7和R11的值，以便讓Q1在正常運(yùn)行期間處于關(guān)閉狀態(tài)，僅在偏置電壓降至約12V以下時(shí)才開啟。
圖 4 增加5個(gè)離散式組件可增強(qiáng)功率限制功能并降低最大故障電流。
添加這些組件的結(jié)果如圖5所示。同前面一樣，電源進(jìn)入功率限制時(shí)輸出電壓和偏置電壓均開始下降。一旦偏置電壓降至足以開啟Q1的程度，負(fù)載電流的任何繼續(xù)增加都會(huì)使開關(guān)頻率降低，其反過(guò)來(lái)又會(huì)降低供給負(fù)載的有效功率。這會(huì)加快過(guò)電流關(guān)閉過(guò)程。注意，在輸出電流和輸出電壓之間仍然存在一定程度的相互關(guān)系，這是因?yàn)樽儔浩鲀?nèi)部的偏置繞組耦合和有限的Q1增益。盡管存在這些缺點(diǎn)，但是增加的電路還是極大地改善了V-I特性。實(shí)際上，電源現(xiàn)在不會(huì)向故障負(fù)載提供1.5A以上的電流。
圖 5 使用增強(qiáng)型功率限制電路的電源V-I曲線顯示過(guò)載狀態(tài)下的輸出電壓表現(xiàn)出明顯的下降。
總之，擁有功率限制保護(hù)的電源仍然可以為過(guò)載輸出提供大量的電流。如本文所述，只需在一次側(cè)控制器周圍添加少數(shù)幾個(gè)組件，便可輕松且低成本地實(shí)現(xiàn)精確的電流限制功能。盡管它針對(duì)的反向轉(zhuǎn)換器，但是這種方案也可以減少降壓轉(zhuǎn)換器的多余電流。
基爾霍夫電流相關(guān)文章:基爾霍夫電流定律
評(píng)論