一種15W三路輸出DC/DC模塊電源的設計

UD′為整流管SK3B正向壓降，也取0.5V。

實際取N3=N4=10匝。

繞制時由于原邊、主路副邊電流較大，為減小漏感，分別采用雙線并繞法及三線并繞法。

4．4 輸出整流管設計

為降低功耗，提高電源效率，選用肖特基整流二極管。輸出整流管的標稱電流（IF）值應為輸出直流電流額定值（Io）的3倍以上,即IF1>3Io；整流管的反向耐壓UR≥1.25PIVs，（PIVs=Uo＋UMAX，UMAX=2UACMAX，UACMAX為輸出最大紋波電壓幅值)。依據(jù)此原則，Uo1路整流管采用MBR1545，反向耐壓45V,正向電流15A；Uo2和Uo3采用SK3B，反向耐壓100V，正向電流3A。這里反向耐壓選擇高，有利于降低整流管上的損耗。

4．5 輸出耦合電感設計

在采用一路受控，其余兩路依靠耦合電感穩(wěn)壓這種控制方式下，為了把輔路輸出電壓調節(jié)保持在電壓1V的穩(wěn)定范圍內，多路輸出時，主輸出的電感及每路電感要求工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)。設計時先進行高壓支路到低壓支路的折算，根據(jù)總輸出電流按單線圈選取磁芯、總導線截面積以及導線尺寸、匝數(shù)。即首先通過電路設計確定輸出濾波電感值。為使電感電流連續(xù)以維持濾波效果，輸出濾波電感必須設計在連續(xù)狀態(tài)，流過電感器的電流應大于負載電流的最小值IOMIN，電感值大于IOMIN時對應的電感值

L=（9）

式中：n為變壓器匝比；

Uimax為最大輸入電源電壓；

ΔI為允許的電感電流最大紋波電流值。

確定濾波電感值后，根據(jù)電感最大貯能值0.5×L×I2，依據(jù)式（10）選擇磁性型號，

AeAw>=（10）

式中：IMAX為電感電流最大有效值；

ISP為電感電流最大峰值；

BMAX為磁路磁通密度最大值。

然后依據(jù)式（11）確定電感匝數(shù)，

NL=（11）

最后再分配到各支路，根據(jù)各路實際電流和次級匝比得到各線圈匝數(shù)和尺寸。

電流連續(xù)模式電感磁芯可選擇比變壓器磁芯差一些的磁芯材料，但在實際應用中，如果兩種材料價格相差不大，往往采用與變壓器相同的材料。圖1中電感磁芯仍為FEY15.3。

選擇電感的匝數(shù)首先要滿足電感的匝數(shù)比等于主變壓器的輸出繞組的匝數(shù)比,因為，如果耦合電感L201及L202的匝數(shù)比不能保證與變壓器的匝比相等，則在Uo1和Uo2之間會存在附加的電流流動，從而在其輸出產生很大的紋波。其次，各路在每路相應的變壓器匝數(shù)上乘以2或3得出各路的電感匝數(shù)。圖1選變壓器匝數(shù)的3倍，正好可以雙線并繞填滿窗口寬度。最后得出Uo1路輸出電感匝數(shù)是NL201=3N2=3×4=12匝。

Uo2路輸出電感匝數(shù)是NL02=3N3=3×10=30匝，Uo3路輸出電感匝數(shù)是NL203=NL02=30匝。

偏置繞組NL204為UC3843提供12V工作電壓，其輸出電壓=Uo2，故匝數(shù)NL04=NL202=30匝。

為了滿足負載調整率，互感必須很好耦合。所以在繞制各個繞組時，應覆蓋整個骨架的寬度，而且應當使用相同線徑的幾條導線并排纏繞，以確保在整個骨架的寬度上，達到最好耦合。

5 其他注意事項

1）調試多路輸出電源時要先斷開輔路，調整好主路，保證主路工作正常后再加上輔路調整，可降低調試難度。

2）為了滿足設計指標，除要注意滿載時的負載調整率，還要顧及輕載時的負載調整率；為了防止空載時輸出電壓太高損壞輸出整流管，必須給每路輸出均加上假負載，圖1中R5，R6，R7均為相應路的假負載，假負載值不宜太大，大小可用實驗確定。另外主路和輔路之間的假負載要配合調整，以滿足輔路的電壓范圍在指標內。

3）主路空載輸出電壓可由TL431的分壓電阻確定，當主路空載輸出電壓低時可減小R406，保證TL431的2.5V基準。表2為R406阻值改變時，測得各路空載輸出電壓的一組數(shù)據(jù)。當主路空載輸出電壓和假負載確定好后，如果出現(xiàn)輔路空載輸出電壓超出指標范圍時，可適當改變整流管參數(shù)，如當輔路12V輸出為12.7V超出指標12.5V時,可換用正向壓降為0.7V的整流管代替正向壓降為0.5V的整流管。輸出假負載也可調整空載輸出電壓。

表2 R406阻值改變時各路輸出電壓的變化

6 實測數(shù)據(jù)及波形

圖3是UC3843腳4輸出的鋸齒波，可用于判斷UC3843是否正常工作。

圖3 腳4輸出的鋸齒波形

圖4是空載時UC3843腳6輸出矩形波。

圖4 空載時腳6輸出矩形波形