電流驅(qū)動同步整流反激變換器的研究

Pturnon(SW)=CSWVon2fs（2）

其中：Vin－nVoVonVin＋nV；

Vo為輸出電壓；

fs為開關(guān)頻率。

也就是說，當(dāng)原邊開關(guān)在諧振電壓的峰值開通時(shí)，電路的效率最低，相反，在谷值開通時(shí)，電路的效率最高。因?yàn)橹C振的時(shí)間tDCM=t5－t4會隨著輸入電壓的變化而變化，即Von會隨著輸入電壓的變化而變化，從而電路的效率會隨著輸入電壓的變化而發(fā)生擾動。另一方面，由于SR的輸出電容CSW比一般的肖特基二極管要大，由式（1）可知，采用同步整流的電路的諧振電流要比采用肖特基二極管的電路大，這個(gè)電流流過SR，從而產(chǎn)生比較大的損耗。所以，如果電路的器件或者參數(shù)設(shè)計(jì)不當(dāng)，用SR來代替二極管不一定能提高效率。

這個(gè)電路的另一種工作方式VFDCM就是基于這種思想產(chǎn)生的。t3時(shí)刻SR關(guān)斷后，在VDS第一次到達(dá)谷底時(shí)（見圖2的t4時(shí)刻）開通原邊開關(guān)，就可以達(dá)到減小開關(guān)損耗的目的，可以從整體上提高電路效率。

3同步整流管的驅(qū)動

SR的驅(qū)動是同步整流電路的一個(gè)重要問題。有的電路可以采用自驅(qū)動，典型的電路比如采用有源箝位的正激電路，這種驅(qū)動由于是利用變壓器副邊的電壓來驅(qū)動SR，不必另加電路，即節(jié)約了成本，又提高了電路的效率。而有的時(shí)候?yàn)榱四軌蚋`活地控制SR，則可以采用他驅(qū)動。

如前所述，只要采用零電流檢測技術(shù)，反激電路也是可以采用自驅(qū)動。傳統(tǒng)的電流驅(qū)動電路如圖3所示。這種驅(qū)動電路是消耗能量的，為了減小這種損耗，電流檢測線圈的壓降必須盡可能低。實(shí)際電路中一般要達(dá)到整流管壓降的1/10。比如說，在圖3中，如果VSR=0.1V，則VCS要在0.01V左右。而SR的驅(qū)動電壓至少要5V，這樣會導(dǎo)致N2和N1的匝數(shù)比非常大。這不僅使得電流檢測裝置非常笨重，而且會增大漏感，影響到同步管的迅速開通。這也是這種電路不適合在高頻下工作的原因。

為了解決電流檢測電路所引起的損耗問題，提出了具有能量反饋（energyrecovery）的電流檢測電路[2]，如圖4所示。

這個(gè)電路增加了一個(gè)能量反饋部分，通過N3和N4的作用，把電流檢測的能量反饋到一個(gè)直流源里，這個(gè)直流源可以是電路中的任一直流電壓，一般用輸出電壓來代替。有了這個(gè)電路后，VCS可以設(shè)計(jì)得比VSR還高，而不會引入額外的損耗。這樣就解決了傳統(tǒng)電流驅(qū)動電路匝數(shù)比大的缺點(diǎn)。

電路的基本工作過程如下，當(dāng)電流從SR的源極流向漏極時(shí)，線圈N1上也流過同方向的電流，折算到線圈N2上的電流給SR的門極電容充電，當(dāng)門極電壓VGS折算到N3等于Vo時(shí)，二級管D1導(dǎo)通并且把能量從N1傳遞到直流源Vo。適當(dāng)設(shè)計(jì)N2和N3的匝數(shù)比，N2上的電壓可以用來驅(qū)動SR，只要SR上的電流持續(xù)流過N1，直流源Vo保持不變，SR的驅(qū)動電壓就不會隨著輸入電壓的變化而變化。當(dāng)流經(jīng)SR的電流降到零并且要反向流時(shí)，二級管D1關(guān)斷，D2開通進(jìn)行磁復(fù)位。SR的門極電壓為負(fù)，從而關(guān)斷。因此沒有反向電流流過SR。在這種電流驅(qū)動電路中，SR的特性就像一個(gè)理想的二極管一樣。

(a)Vin=40V時(shí)VDS(SW)與ipri波形 (b)Vin=40V時(shí)VSR與isec波形