低功耗10位100 MHz流水線A／D轉(zhuǎn)換器設(shè)計

由于全差分結(jié)構(gòu)需要共模反饋電路來穩(wěn)定輸出的共模電平。常見的開關(guān)電容共模反饋電路在兩個相位時引入不同的電容負載，這會增加電路的失真和諧波。而連續(xù)型共模反饋電路雖然能夠在雙相時都正常工作，但同時會增加開關(guān)電容電路的功耗和影響運放輸出擺幅。
本文采用圖4中的雙相開關(guān)電容共模反饋電路，這樣的電路適合本電路采用運放共享技術(shù)以后，運放需要雙相工作的特點。
該共模反饋電路通過增加2個電容和三組開關(guān)，使得共模反饋電路能雙相工作。其中C1，C2的取值對共模反饋相當重要，較大的C2可以使共模電壓更加精確，而C1和C2的比值又決定了共模反饋建立的時間。
運算放大器的幾個性能參數(shù)見表1。

2．2 改進的柵壓自舉采樣開關(guān)
采樣開關(guān)對整個電路的性能有著至關(guān)重要的作用，較大的開關(guān)會使得電荷注入、時鐘饋通效應更加顯著，而較小的開關(guān)又由于導通電阻過大，引入一個極點。
圖5為本文采用的柵壓自舉開關(guān)，電路原理為：假設(shè)采樣時鐘的高電平等于電源電壓VDD，低電平為O，那么電路上電一個時鐘周期后，C1，C2均充電到VDD。因此M3的柵極低電平為VDD，高電平為2VDD的方波信號。在ψ為高電平時，M3和M12同時導通，使電容C3充電至電源電壓VDD。

此時M10，M7導通，M11的柵極通過M7和M10與地相連，M11處于斷開狀態(tài)。當為低電平時，M10，M3，M12斷開，M8，M9導通，這樣C2上的電壓VDD加到M11的柵源兩端，VGS=VDD。因此ψ為高電平時，這個柵壓自舉開關(guān)導通，ψ為低電平時柵壓自舉開關(guān)斷開。
在此采樣保持電路和前兩級MDAC電路的采樣開關(guān)均采用了上圖所示的柵壓自舉開關(guān)。結(jié)果顯示采用柵壓自舉后的采樣保持電路的線性度大大提高。采用了這樣的采樣開關(guān)后，在輸入信號頻率范圍在50 MHz以內(nèi)，采樣保持電路的SFDR始終能保持在87 dB以上。較高性能的采樣保持電路也決定了整個ADC能夠較好地工作在欠采樣情況下。
2．3 動態(tài)比較器
由于采用1．5位／級的結(jié)構(gòu)，即使比較器具有較大的失調(diào)誤差，數(shù)字校正電路還是可以輕易的將這種誤差消除，從而保證了結(jié)果的正確性。在本設(shè)計中，只要比較器的失調(diào)誤差在200 mV范圍之內(nèi)都可以接受，對比較器的設(shè)計要求放寬很多，就極大地提高了設(shè)計的靈活性。
動態(tài)比較器具有結(jié)構(gòu)簡單、功耗小、而且可以內(nèi)置可調(diào)翻轉(zhuǎn)點的特點。但是其缺點是大的失調(diào)和回踢噪聲。在此所采用的動態(tài)比較器結(jié)構(gòu)如圖6所示。

圖6中M10和M11組成了一個鎖存器(Latch)，M9和M12用來復位鎖存器。M1～M4工作在線性區(qū)，相當于可調(diào)電阻，當輸入信號變化時，左右支路的等效阻抗也會發(fā)生變化。當鎖存信號Latch為高電平時，處于鎖存階段，M5和M6的漏極分別接到Latch的輸出端A點和B點。此時，M7和M8僅起到了一個開關(guān)的作用，而M3和M4則有加強Latch正反饋的作用，它們的正反饋增益是由M5和M6源極的電阻來決定的。通過正反饋，源極電阻小的那路輸出為高，電阻高的那路輸出為低。
比較器的閾值由差分對的電流分配來決定，文獻給出了詳細的推導，而在實際設(shè)計時，常需要通過仿真來設(shè)計比較器的閾值電壓。而本文中需要的閾值電壓為+1／4Vref和-1／4Vref。
仿真結(jié)果表明，比較器最高工作頻率能夠達到300 MHz。蒙特卡羅分析表明，比較器的輸入失調(diào)在62 mV以內(nèi)，滿足1／4Vref的失調(diào)范圍要求。