一種18位SARADC的設(shè)計實現(xiàn)

　1 引言

　　數(shù)字信號處理技術(shù)在高分辨率圖象、視頻處理及無線通信等領(lǐng)域的廣泛應(yīng)用， 導(dǎo)致對高速、高精度、基于標準CMOS 工藝的可嵌入式ADC 的需求量與日俱增。對于迅速發(fā)展的基于IP 設(shè)計的片上系統(tǒng)集成技術(shù)， 功耗低、面積小、可嵌入的ADC 核心模塊逐漸成為數(shù)?；旌闲盘朓C 設(shè)計的關(guān)鍵。伴隨技術(shù)的發(fā)展， ADC 的結(jié)構(gòu)出現(xiàn)了多種實現(xiàn)方案， 如過采樣Σ- △型、全并行（ Flash） 、流水線和逐次逼近（ Successive-approximatiON RegiSTer） 等結(jié)構(gòu)。其中， FlashADC 轉(zhuǎn)換器和Σ- Δ ADC 轉(zhuǎn)換器，它們分別滿足高速、高精度兩個極端的需求。而逐次逼近轉(zhuǎn)換器（ SARADC） 具有中等速度（ 5 MS/s 以下） 、中等精度（ 8~18 位） 、低功耗和低成本的綜合優(yōu)勢，在更加廣闊的領(lǐng)域中得到了應(yīng)用。

　　由于SARADC 能夠適應(yīng)多種模擬輸入方式（ 單級、雙級、差分） , 在開關(guān)、多通道應(yīng)用中能保證零數(shù)據(jù)延遲，而且速度、精度適中， 功耗、成本低， 因此， 在工業(yè)控制方面應(yīng)用廣泛， 適用于測量各種物理量的傳感器。例如， 在傳感器網(wǎng)絡(luò)中， 成千上萬個傳感器節(jié)點由1 塊電池或者幾平方毫米的太陽能電池供電， 這就要求傳感器節(jié)點面積小、成本低， 而且長時間工作消耗的能量也很小， SAR ADC 可滿足這種應(yīng)用需求。SAR ADC 還廣泛應(yīng)用于醫(yī)學(xué)儀器的成像系統(tǒng)， 例如CT 掃描儀、MRI 和X 射線系統(tǒng)。SAR ADC零延遲、較高采樣速率和較好DAC 指標的優(yōu)勢， 保證了成像系統(tǒng)的高刷新速率和高成像分辨率； 而且，這種ADC 面積小、功耗低等優(yōu)勢在便攜式醫(yī)學(xué)儀器、安防安檢系統(tǒng)應(yīng)用中也得到了充分發(fā)揮。

　　然而， ADC 的精度和線性度會受到元件匹配度和系統(tǒng)失調(diào)以及噪聲等因素的限制， 因此通常需要采用自動失調(diào)消除、數(shù)字校準等技術(shù)以改善其性能。

　　激光矯正技術(shù)通常用以提高轉(zhuǎn)換器中元件的匹配度， 但也同時受到封裝時的機械應(yīng)力、制造工藝以及生產(chǎn)成本等問題的影響。

　　本文提供了一種基于二進制加權(quán)電容陣列DAC 的數(shù)字校準算法， 將校準誤差在芯片測試時測出并燒寫到ROM中， 并在ADC 應(yīng)用時將ROM中的數(shù)據(jù)讀出對應(yīng)加載到電容陣列中， 實現(xiàn)對DAC 的校準； 同時采用了高效的比較器消除失調(diào)技術(shù)， 大大提高了ADC 的精度。

　　2 SAR ADC概述

　　實現(xiàn)逐次逼近式ADC 的方式千差萬別， 但其基本結(jié)構(gòu)非常簡單。如圖1 所示， 模擬輸入電壓（ VIN） 由采樣/ 保持電路保持。如圖2 所示， 為實現(xiàn)二進制算法， N 位寄存器首先設(shè)置在中間刻度（ 即：100 …….00, MSB 位1） .這樣， 數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器（ DAC） 輸出（ VDAC） 被設(shè)為VREF/2, VDAC 是提供給ADC 的基準電壓。然后， 比較判斷VIN 是小于還是大于VDAC.如果， VIN>VDAC, 則比較器輸出邏輯高電平或1, N 位寄存器的MSB 保持為1.相反， 如果VIN VDAC, 則比較器輸出邏輯低電平， N位寄存器的MSB 清為0.隨后， 逐次逼近控制邏輯移至下一位， 并將該位設(shè)置為高電平， 進行下一次比較。這個過程一直持續(xù)到最低有效位（ LSB） .上述操作結(jié)束后就完成了轉(zhuǎn)換， N 位轉(zhuǎn)換結(jié)果儲存在寄存器內(nèi)。



圖1 N位逐次逼近A/ D 轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)圖



圖2 A/ D 轉(zhuǎn)換器的逐次逼近過程

　　3 數(shù)字校準算法

　　目前， 工業(yè)界的SARADC 產(chǎn)品以二進制加權(quán)電容陣列、分段電容和RC 混合結(jié)構(gòu)三種結(jié)構(gòu)為主， 精度從10 位到18 位不等。其中， 二進制加權(quán)電容陣列構(gòu)成的SARADC 由于低功耗的優(yōu)勢應(yīng)用更為廣泛。

　　由于CMOS 工藝的限制， 無源器件的匹配精度不高， 二進制加權(quán)電容陣列SARADC 轉(zhuǎn)換器只能達到12 位精度。利用激光修正等技術(shù)， 可以提高無源器件的匹配精度， 但是成本較高， 不適于工業(yè)生產(chǎn)。因此， 提出了各種自校準方法， 以提高無源器件的匹配精度， 從而提高轉(zhuǎn)換精度。如使用失調(diào)子DAC 和校準子DAC 預(yù)先對主DAC 的低位充電， 以達到校準的目的； 或使用多位非二進制加權(quán)電容DAC 和自校準算法， 使電容匹配達到較高的精度。

　　數(shù)字校準技術(shù)的意義即在ADC 正常使用前， 利用ADC 的已有電路對芯片的非線性因素進行測試，通過一定算法并根據(jù)ADC 使用時的時序產(chǎn)生相應(yīng)的校準碼， 加之于存儲器中， 在ADC 工作時通過數(shù)字控制邏輯將所存校準數(shù)據(jù)對應(yīng)加載到電路中， 從而達到校準失配的目的。對于本次SARADC 的設(shè)計， 我們采用結(jié)構(gòu)對稱的兩組18 位電容陣列數(shù)模轉(zhuǎn)換器（ DAC） 輸入至比較器的正負輸入端（ 準差分結(jié)構(gòu)） , 如圖3, 這種對稱輸入可以使比較器正負兩端輸入負載相等， 另一方面， 兩電容陣列的高位DAC 可對全差分信號進行采樣， 并輸出全差分的參考電壓， 而電容陣列I 的低位作為正常的低位子DAC 使用產(chǎn)生SAR 所需的參考電壓， 電容陣列II的低位則用于測量和校準兩組電容陣列高位的非線性。



圖3 數(shù)字校準算法示意圖

校準碼的產(chǎn)生和使用可以有不同的算法， 中介紹了一種由高位到低位校準方法， 本文設(shè)計了一種由低位到高位依次校準的方法。校準測試時電容陣列工作于兩種狀態(tài)： 首先是接入一組電容， 電容陣列輸出接地， 即比較器兩輸入端均為0, 如圖4（ a） 所示； 而后接入待測電容， 輸出直接接入比較器兩輸入端產(chǎn)生比較結(jié)果， 如圖4（ b） 所示， 根據(jù)比較器的輸出及外部的搜索算法調(diào)整電容陣列II 低位DAC 的輸出從而測得待測電容所對應(yīng)的寄生參數(shù)（ 設(shè)計要求此DAC 的精度比正常使用時的DAC 至少高1位） , 通過對此數(shù)據(jù)的處理便可以得到相應(yīng)的校準碼。為實現(xiàn)由低至高的校準， 測試時需要用到電容陣列I 低位的3 組電容C1, C2, C3, 理想情況下它們的權(quán)值應(yīng)與兩組電容陣列低位DAC 的最高位相當，考慮到不匹配問題， 可設(shè)C1≈C2≈C3, 設(shè)電容陣列II 低位DAC 接入的電容值為Cc, 根據(jù)二進制加權(quán)電容陣列性質(zhì)可知Cc 的等效輸出范圍在0 到2 倍C1 之間。初次測試時， 第一狀態(tài)僅接入C1, 第二狀態(tài)接到C2, C3 上， 同時電容陣列II 的可變Cc 接入，如圖4, 通過觀察比較器的輸出， 可知， 當比較器輸出跳變時， 有：



　　Cc1 為Cc 當前值， 可通過外部SAR 算法搜索得到。



圖4 ADC校準時分為兩個狀態(tài)

　　接下來即可對高位DAC 的最低位進行測試和校準， 設(shè)此位電容權(quán)值為CH1, 第一狀態(tài)電容接入C1, C3, 第二狀態(tài)則接入C2, CH1 和Cc, 同理可得：



　　依上述方法可以推得:



　　ΣΔCc 為每位所對應(yīng)Cc 差值與已校準低位Cc 差值的累加和， 將此電容值對應(yīng)的二進制碼用有符號數(shù)表示即所需校準碼， 隨后可以通過一次性燒寫電路存儲到ROM中， 完成SARADC 的校準測試。

　　數(shù)字校準的具體實現(xiàn)方法， 可通過添加芯片狀態(tài)控制端口實現(xiàn)。如表1 中所示， 測試時將兩個控制端口接地， 應(yīng)用上述算法獲得校準碼； 隨后將控制端口P2 接至高電平， 此時將所需的校準碼寫入到芯片的ROM中； ADC 正常使用時， 將兩個控制端口接到數(shù)字電源上即可。各個工作狀態(tài)的具體邏輯電路實現(xiàn)， 遵循數(shù)字集成電路設(shè)計規(guī)程， 并需針對不同狀態(tài)對芯片的端口進行配置。

表1 不同的控制端口邏輯實現(xiàn)芯片工作狀態(tài)的切換



　　4 比較器失調(diào)消除技術(shù)

　　為實現(xiàn)較高的轉(zhuǎn)換速度， 本次設(shè)計采用多級比較器結(jié)構(gòu)，由四級低增益放大器和一級鎖存器構(gòu)成， 而高精度的實現(xiàn)需要對比較器進行失調(diào)校準技術(shù)。比較器的失調(diào)電壓是由于電路元件的失配造成的， 這種失配通常是隨機的， 不能預(yù)先估計。失調(diào)電壓的存在會影響比較器的精度， 在較高分辨率的ADC 中， 輸入失調(diào)電壓不能太大， 這就要使用失調(diào)校準技術(shù)。失調(diào)校準技術(shù)在MOS 工藝中是適用的，這是因為MOS 器件的輸入電阻近似無限大， 使得晶體管柵極上可以長期貯存電荷， 可以將失調(diào)電壓貯存在電容上， 通過與輸入疊加來消除失調(diào)電壓的影響。本次設(shè)計， 我們采用在每一級放大器加入輔助輸入端的方法， 消除比較器的失調(diào)。



圖5 利用輔助輸入端消除失調(diào)技術(shù)

　　如圖5 所示， 主放大器被設(shè)計成由兩個跨導(dǎo)放大器組成， 由于比較時用于開環(huán)， 增益較小， 可用電阻作負載； A3 為反饋環(huán)路上的調(diào)零放大器， 為高增益放大器。消失調(diào)時首先， 開關(guān)S1 閉合， S2 將主運放兩輸入接至共模電平， 此時通過反饋環(huán)路， 輔助運放輸入端上的電容存儲的失調(diào)電壓設(shè)為Vc, 則：



　　可得：



　　當S1 斷開， S2 接入輸入信號時， 比較器正常工作， 由于Vc 的作用， 可以得到此時在比較器輸入端的等效失調(diào)電壓為：



　　根據(jù)ADC 的精度和電容陣列的校準算法， 并通過調(diào)節(jié)輔助運放和調(diào)零運放的增益使多級比較器的精度達到設(shè)計要求， 本次設(shè)計比較器的精度需高于19 位。圖6 為加入輔助輸入端的低增益跨導(dǎo)放大器的電路設(shè)計， 本次設(shè)計各級前放的增益約為22dB.

調(diào)零放大器采用全差分折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)， 一方面可實現(xiàn)高增益， 另一方面用于構(gòu)成單位負反饋， 從而可用電容檢測并消除自身的失調(diào)。本次設(shè)計， 該運放增益需要達到70dB 以上， 同時為保證輸出共模電平的穩(wěn)定需加入共模反饋。



圖6 前置跨導(dǎo)放大器的電路實現(xiàn)

　　5 仿真結(jié)果

　　比較器的測試可采用動態(tài)失調(diào)測試平臺（ DOTB） 進行，如圖7 所示。此方法運用單位增益放大器、積分器的性質(zhì)， 將比較器接入環(huán)路， 通過對測試精度的調(diào)整， 最終得到比較器的等效輸入失調(diào)。



圖7 動態(tài)失調(diào)測試平臺框圖

　　測試結(jié)果（ 圖8） 表明： 加入消失調(diào)機制后， 多級比較器等效輸入失調(diào)約為3μV（ 4μV） , 從而使比較器的精度達到了20 位。



圖8 單級比較器動態(tài)失調(diào)測試結(jié)果。

　　通過對ADC 進行頻譜分析， 測量其動態(tài)性能，即可反映ADC 的精度與線性度，并驗證數(shù)字校準的效果。為避免頻譜泄漏[7], 加入的正弦激勵信號的頻率和采樣頻率應(yīng)滿足如下關(guān)系：

　　Fin、Fs 分別表示輸入信號頻率和采樣頻率， Npoint為采樣點數(shù)， n 為正整數(shù)， 且n


圖9 ADC正弦激勵下的頻譜分析（ a） 未校準（ b） 校準后。

　　6 結(jié)論

　　本設(shè)計通過由低到高依次校準電容陣列的方法， 改善了電容DAC 的線性度； 利用輔助輸入端消失調(diào)技術(shù)， 將比較器的精度提高到設(shè)計所需的指標。

　　實現(xiàn)了18bit 的精度要求。采用了多級比較器各級一次性消失調(diào)的結(jié)構(gòu)， 提高了ADC 的轉(zhuǎn)換速度； 同時， 電容陣列DAC 的設(shè)計和運用使得較低的功耗成為本次SARADC 設(shè)計的另一優(yōu)點。