運(yùn)算放大器電路的固有噪聲分析與測(cè)量（六）

在第 5 部分我們介紹了不同類型的噪聲測(cè)量設(shè)備。我們將在第 6 部分討論與噪聲測(cè)量相關(guān)的參數(shù)和操作模式。在這里我們將列舉一些實(shí)際應(yīng)用的例子，來(lái)說(shuō)明如何使用該設(shè)備對(duì)第 3 部分及第 4 部分所描述的電路進(jìn)行測(cè)量。

屏蔽：

測(cè)量固有噪聲時(shí)，消除外來(lái)噪聲源是很重要的。常見(jiàn)的外來(lái)噪聲源有：電源線路“拾取”（“拾取”是指引入外來(lái)噪聲，比如 60Hz 噪聲）、監(jiān)視器噪聲、開(kāi)關(guān)電源噪聲以及無(wú)線通信噪聲。通常利用屏蔽外殼將所測(cè)電路放置于其中。屏蔽外殼通常由銅、鐵或鋁制成，而重要的是屏蔽外殼應(yīng)與系統(tǒng)接地相連。

一般來(lái)說(shuō)，電源線纜和信號(hào)線纜是通過(guò)外殼上的小孔連接到屏蔽外殼內(nèi)電路的。這些小孔盡可能地小，數(shù)量也要盡可能地少，這一點(diǎn)非常重要。實(shí)際上，解決好接縫、接合點(diǎn)以及小孔的（電磁）泄露，就可以實(shí)現(xiàn)較好的屏蔽效果。 [1]

圖 6.1 舉例顯示了一種極易構(gòu)建且非常有效的屏蔽外殼，該屏蔽外殼是采用鋼漆罐制成的（這些材料可從絕大多數(shù)五金商店買(mǎi)到，而且價(jià)格也不高）。漆罐有緊密的接縫，并且罐蓋的設(shè)計(jì)可以使我們方便地接觸到所測(cè)電路。請(qǐng)注意，I/O 信號(hào)是采用屏蔽式同軸線纜進(jìn)行連接的，該同軸線纜采用 BNC 插孔-插孔式連接器將其連接到所測(cè)試的電路；BNC 插孔-插孔式連接器殼體與漆罐進(jìn)行電氣連接。外殼唯一的泄露路徑是將電源連接到所測(cè)電路的三個(gè)香蕉插頭 (banana connector)。為了實(shí)現(xiàn)最佳的屏蔽效果，應(yīng)確保漆罐密封緊固。

圖 6.2 為測(cè)試用漆罐裝配示意圖

檢測(cè)噪聲底限

一個(gè)常見(jiàn)的噪聲測(cè)量目標(biāo)是測(cè)量低噪聲系統(tǒng)或組件的輸出噪聲。通常的情況是，電路輸出噪聲太小，以至于絕大多數(shù)的標(biāo)準(zhǔn)測(cè)試設(shè)備都無(wú)法對(duì)其進(jìn)行測(cè)量。通常，會(huì)在所測(cè)試電路與測(cè)試設(shè)備之間放一個(gè)低噪聲升壓放大器 (boost amplifier)（見(jiàn)圖 6.3）。采用該種配置的關(guān)鍵是升壓放大器的噪聲底限要低于所測(cè)電路的輸出噪聲，從而使得所測(cè)電路噪聲能在測(cè)量中反映出來(lái)。經(jīng)驗(yàn)規(guī)則顯示，升壓放大器的噪聲底限應(yīng)比所測(cè)電路輸出端的噪聲小三倍。在下文中將給出該規(guī)則的理論解釋。在進(jìn)行噪聲測(cè)量時(shí)，對(duì)噪聲底限進(jìn)行檢測(cè)是特別重要的一個(gè)步驟。通常情況下，噪聲底限是通過(guò)將增益模塊或測(cè)量?jī)x器的輸入短路而測(cè)得的。第 5 部分詳細(xì)闡述了不同類型設(shè)備的噪聲底限測(cè)量。若不能檢測(cè)出噪聲底限，通常會(huì)導(dǎo)致錯(cuò)誤的結(jié)果。

噪聲底限說(shuō)明

為獲得最佳測(cè)量結(jié)果，測(cè)量系統(tǒng)的噪聲底限相對(duì)于所測(cè)的噪聲水平而言，應(yīng)是可以忽略不計(jì)的。一個(gè)常用的經(jīng)驗(yàn)規(guī)則是確保噪聲底限至少比所測(cè)的噪聲信號(hào)小三倍。圖 6.5 顯示了如何對(duì)所測(cè)電路的噪聲輸出和噪聲底限進(jìn)行矢量增加操作 (add as vector)。圖 6.6顯示了假設(shè)所測(cè)噪聲比噪聲底限大三倍的誤差分析。使用該經(jīng)驗(yàn)規(guī)則所得出的最大誤差是 6%。若噪聲底限比所測(cè)噪聲小 10 倍，并進(jìn)行同樣的計(jì)算，則誤差將為 0.5%。

使用真有效值 (RMS) 表對(duì)OPA627 示例電路進(jìn)行測(cè)量

回憶一下在第 3 部分和第 4 部分我們分析了一款使用 OPA627 的非反相運(yùn)算放大器電路?，F(xiàn)在我們將闡述如何使用一個(gè)真有效值 (RMS) 表對(duì)該噪聲進(jìn)行測(cè)量。圖 6.7 闡明了 OPA627 的測(cè)試配置。請(qǐng)注意，此測(cè)試配置的所測(cè)結(jié)果與第 3 部分和第 4 部分計(jì)算及模擬數(shù)值基本吻合（計(jì)算結(jié)果為 325uV，測(cè)量結(jié)果為 346uV）。圖 6.8 說(shuō)明了噪聲測(cè)量的詳細(xì)步驟。

使用示波器測(cè)量 OPA627 示例電路

圖 6.9 顯示了如何使用一個(gè)示波器對(duì)第 3 部分和第 4 部分的電路進(jìn)行測(cè)量。使用時(shí)，觀察示波器上的噪聲波形并估計(jì)峰至峰數(shù)值。假設(shè)噪聲是呈高斯分布（也稱正態(tài)分布）的，則您可以將其除以 6，以獲得 RMS 噪聲的近似值（關(guān)于詳細(xì)情況見(jiàn)第 1 部分）。所測(cè)的示波器近似輸出為 2.4mVp-p，因此 RMS 噪聲為 2.4mVp-p/6=400uV rms。這與第 3 部分和第 4 部分的計(jì)算和模擬數(shù)值相比，有很好的一致性。（計(jì)算值為 325uV，測(cè)量值為 400uV）。

測(cè)量 OPA227 的低頻噪聲

許多產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)都規(guī)定了從 0.1 Hz 到 10 Hz 的峰至峰噪聲參數(shù)。這有效地給出了運(yùn)算放大器的低頻（也就是 1/f 噪聲）概念。在一些情況下將以示波器波形形式給出；而在其它情況下，則以參數(shù)表形式列出。圖 6.10 顯示了一種測(cè)量從 0.1Hz 到 10Hz 噪聲的有效方法。該電路采用了二階 0.1Hz 高通與四階 10Hz 低通串聯(lián)濾波器，增益為 100。所測(cè)設(shè)備 (OPA227) 置于高增益配置（噪聲增益=1001）下，因?yàn)轭A(yù)計(jì) 1/f 噪聲很小，并且必須放大到可用標(biāo)準(zhǔn)測(cè)試設(shè)備進(jìn)行測(cè)量的范圍內(nèi)。請(qǐng)注意，圖 6.10 中電路的總增益為 100100（也就是 100x1001）。因此，輸出信號(hào)應(yīng)除以 100100 以將信號(hào)復(fù)原到輸入。

圖 6.11 中所示電路的所測(cè)輸出如圖 6.12 所示。圖 6.12 為從 OPA227 產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)中截取的一張圖表。所測(cè)結(jié)果的范圍可除以總增益，以得出運(yùn)算放大器的輸入范圍（也就是，5mV/100100 = 50nV）。請(qǐng)注意，實(shí)際產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)曲線與期望的產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)曲線有很好的一致性。

低頻噪聲測(cè)量中的失調(diào)溫度漂移與 1/f 噪聲的關(guān)系

測(cè)量放大器 1/f 噪聲的一個(gè)難題是：我們通常很難將 1/f 噪聲與失調(diào)溫度漂移分離開(kāi)來(lái)。請(qǐng)注意，在典型的實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下，周?chē)h(huán)境溫度會(huì)有 ±3C 的波動(dòng)。設(shè)備周?chē)臍饬鲿?huì)造成失調(diào)電壓的低頻變化，與 1/f 噪聲看上去很類似。圖 6.12 比較了 OPA132 在熱穩(wěn)定環(huán)境下與在典型實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下的輸出。假設(shè)最壞情況下的運(yùn)算放大器漂移，在典型實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下，失調(diào)電壓漂移將為 60uV 左右（根據(jù)產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)(10uV/C)(6C) = 60uV）。圖 6.12 中的放大器增益為 100，因此輸出漂移的近似值為 6mV（即 (60uV)(100) = 6mV）。

將失調(diào)電壓漂移的效應(yīng)從 1/f 噪聲中分離開(kāi)來(lái)的一種方法是將所測(cè)設(shè)備置入一個(gè)熱穩(wěn)定環(huán)境中。該環(huán)境必須在整個(gè)測(cè)量過(guò)程中，都保持設(shè)備的溫度恒定（變化范圍在 ±0.1C 內(nèi)），并且也應(yīng)盡可能減少溫度梯度。實(shí)現(xiàn)該目的的一個(gè)簡(jiǎn)單方法是將電子惰性填充液注入到漆罐中，并在整個(gè)測(cè)試過(guò)程中都將設(shè)備浸在液體中。熱傳導(dǎo)氟化液通常可用于該類型的測(cè)試，因?yàn)樗鼈兊碾娮韬芨撸瑹嶙杩挂埠芨?。并且，它們也是生物惰性材料，并且無(wú)毒性[2]。

測(cè)量 OPA627 的噪聲頻譜密度曲線

正如我們?cè)诒緟矔?shū)中見(jiàn)到的，在噪聲分析中頻譜密度參數(shù)是一種特別重要的工具。盡管絕大多數(shù)的產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)都提供了該信息，但工程師有時(shí)也會(huì)進(jìn)行實(shí)際測(cè)量，以驗(yàn)證公布的數(shù)據(jù)。圖 6.14 中的電路顯示了一種簡(jiǎn)單的測(cè)試結(jié)構(gòu)，可以對(duì)電壓噪聲頻譜密度進(jìn)行測(cè)量。

請(qǐng)注意，用于本測(cè)量的頻譜分析儀的帶寬是從 0.064Hz 到 100kHz。這樣的帶寬范圍可對(duì)許多放大器的 1/f 區(qū)和寬帶區(qū)進(jìn)行特征測(cè)量。此外，請(qǐng)注意頻譜分析儀內(nèi)部配置為直流耦合模式，而不是交流耦合模式，因?yàn)樗南孪藿刂诡l率為 1Hz，1/f時(shí)的讀數(shù)精度不高。然而，還是應(yīng)將運(yùn)算放大器電路與頻譜分析儀進(jìn)行交流耦合，因?yàn)橄鄬?duì)噪聲來(lái)說(shuō)，直流失調(diào)電壓很大。因此，運(yùn)算放大器電路結(jié)合使用外部耦合電容 C1 和頻譜分析儀的輸入阻抗 R3 進(jìn)行交流耦合。該電路的下限截止頻率為 0.008Hz（這對(duì)我們的 1/f 測(cè)量不會(huì)造成干擾，因?yàn)轭l譜分析儀的最小頻率為 0.064Hz）。請(qǐng)注意 C1 實(shí)際上是并聯(lián)的多個(gè)陶瓷電容（不推薦在本應(yīng)用中使用電解質(zhì)電容和鉭電容）。

圖 6.14 中放大器配置的另一個(gè)考慮因素是反饋網(wǎng)絡(luò)的值。第 3 部分中我們說(shuō)過(guò)并聯(lián) R1 和 R2 (Req = R1||R2) 用于熱噪聲和偏置電流噪聲的計(jì)算。該阻抗的數(shù)值應(yīng)最小化，以使得所測(cè)噪聲為運(yùn)算放大器電壓噪聲（也就是說(shuō)，偏置電流噪聲和電阻熱噪聲的影響可忽略不計(jì)）。

在所有的噪聲測(cè)量中，要檢驗(yàn)頻譜分析儀的噪聲底限是否小于運(yùn)算放大器電路。圖 6.14 所示例子中，放大器的增益是 100，以將輸出噪聲提高到頻譜分析儀的噪聲底限之上。請(qǐng)謹(jǐn)記該配置會(huì)限制高頻帶寬（帶寬=增益帶寬乘積/增益=16MHz/100=160kHz），從而，噪聲頻譜密度曲線將在較低頻率時(shí)呈現(xiàn)下降趨勢(shì)。圖 6.14 中的例子并不受這一問(wèn)題的影響，因?yàn)楦哳l下降趨勢(shì)在頻譜分析儀帶寬之外產(chǎn)生（噪聲頻譜下降趨勢(shì)出現(xiàn)在 160kHz，而頻譜分析儀的最大帶寬是 100kHz）。

圖 6.15 顯示了頻譜分析儀的測(cè)量結(jié)果。請(qǐng)注意，數(shù)據(jù)是在數(shù)個(gè)不同的頻率范圍采集的（0.064 Hz 到 10 Hz，10 Hz 到 1 kHz，以及 1 kHz 到 100 kHz）。這是因?yàn)楸纠械念l譜分析儀使用了線性頻率掃描對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行采集。例如，如果每隔 0.1Hz 采集一個(gè)數(shù)據(jù)點(diǎn)，則在低頻時(shí)精度將太差，而在高頻時(shí)精度又將超出要求。并且在寬泛的頻率范圍內(nèi)使用低精度也要求特別多的數(shù)據(jù)點(diǎn)（比如，0.1Hz 的精度與 100kHz 的帶寬要求 1x106 點(diǎn)）。另一方面，如果您對(duì)不同的頻率使用不同的精度，則您可以在每個(gè)頻率范圍內(nèi)均獲得很好的精度，而不需要使用特別多的數(shù)據(jù)點(diǎn)。例如，從 0.064 Hz 到 10 Hz 的精度可設(shè)置為 0.01Hz，而從 1kHz 到 100kHz 的精度則可設(shè)置為 100Hz。

圖 6.16 突出了在頻譜分析儀測(cè)量結(jié)果中的常見(jiàn)異常。第一個(gè)異常是來(lái)自外部的噪聲拾取。本例特別顯示了 60Hz 以及 120Hz 時(shí)的噪聲拾取。頻譜分析儀的內(nèi)部振蕩器也會(huì)產(chǎn)生噪聲。在理想的環(huán)境下，通過(guò)屏蔽，可以將噪聲拾取降到最小。不過(guò)，實(shí)際中噪聲拾取通常是不可避免的。關(guān)鍵問(wèn)題在于要確定頻譜中的噪聲“脈沖”是不是由噪聲拾取引起的，或者是確定其是不是設(shè)備固有噪聲頻譜密度的組成部分。

圖 6.15 中所示的頻譜密度曲線中的另一個(gè)常見(jiàn)異常是在給定測(cè)量頻率范圍內(nèi)，最小頻率處產(chǎn)生的相對(duì)較大的誤差。為了更好地理解該誤差，我們可以認(rèn)為頻譜測(cè)量是通過(guò)在整個(gè)頻譜內(nèi)掃描帶通濾波器完成的。例如，假設(shè)頻率范圍是從 1Hz 到 1kHz，并且?guī)V波器的分辨率帶寬是 1Hz。在該頻率范圍內(nèi)，帶通濾波器的分辨率帶寬在高頻處相對(duì)較窄，而在低頻處相對(duì)較寬?，F(xiàn)在可以考慮帶通濾波器的邊緣在低頻時(shí)從 1/f 噪聲引入較大誤差。圖 6.17 圖示了該誤差。

理解不同的測(cè)量異常可以對(duì)誤差進(jìn)行矯正。比如，通過(guò)在幾個(gè)頻率范圍上測(cè)量數(shù)據(jù)，并在頻率范圍低端去掉幾個(gè)數(shù)據(jù)點(diǎn)，您可以得出更精確的結(jié)果。在我們的例子中，從 0.0625 Hz 到 10 Hz 的頻率范圍與 10 Hz 到 1 kHz 的頻率范圍交迭。（10Hz, 1kHz）頻率范圍包含了一些 10Hz 以下的錯(cuò)誤數(shù)據(jù)，因此要去掉這些錯(cuò)誤數(shù)據(jù)。在頻譜密度測(cè)量中可以省略掉噪聲拾?。ū热?，60Hz 的噪聲），因?yàn)樗皇沁\(yùn)算放大器固有噪聲的組成部分。

圖 6.18 顯示了本例所測(cè)量的噪聲頻譜密度曲線，去掉了異常讀數(shù)。圖 6.18 中的數(shù)據(jù)還要除以所測(cè)電路增益，以使頻譜密度指示運(yùn)算放大器輸入。最后，對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行了平均。

將 OPA627 的頻譜密度測(cè)量與產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)中的曲線進(jìn)行比較，我們發(fā)現(xiàn)了一個(gè)有趣的結(jié)果。寬帶噪聲的測(cè)量結(jié)果和產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)中的參數(shù)非常吻合，但是 1/f 噪聲測(cè)量則與參數(shù)有很大不同。事實(shí)上，1/f 噪聲與參數(shù)的偏差并不令我們感到很意外。在本叢書(shū)的第 7 部分，我們將詳細(xì)討論這一問(wèn)題。

總結(jié)和展望：

在本文中我們列舉了幾個(gè)不同的噪聲測(cè)量例子。這些例子中所表明的方法可用于絕大多數(shù)的常規(guī)模擬電路。在第 7 部分中，我們將討論與運(yùn)算放大器內(nèi)部設(shè)計(jì)相關(guān)的問(wèn)題。理解運(yùn)算放大器內(nèi)部噪聲的基本關(guān)系將有助于電路板以及系統(tǒng)層面的設(shè)計(jì)人員對(duì)絕大多數(shù)產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)中都未明確的噪聲特征有很好的認(rèn)識(shí)。特別是，我們將討論在最壞情況下的噪聲、噪聲漂移，以及 CMOS 和 Bipolar 電路的區(qū)別。

感謝

特別感謝 TI 的技術(shù)人員，感謝他們?cè)诩夹g(shù)方面所提供的真知灼見(jiàn)。這些技術(shù)人員包括：

?高級(jí)模擬 IC 設(shè)計(jì)經(jīng)理 Rod Burt
?設(shè)計(jì)工程經(jīng)理 Jerry Doorenbos
?應(yīng)用工程經(jīng)理 Tim Green
?剛剛故去的 Mark R. Stitt

參考書(shū)目與信息

[1] 《電子系統(tǒng)的噪聲抑制技術(shù)》，作者：Henry W. Ott ，第二版，由約翰威立父子出版公司 (John Wiley Sons Inc.) 出版。
[2] http://www.solvaysolexis.com/

關(guān)于作者：

Arthur Kay 現(xiàn)任 TI 的高級(jí)應(yīng)用工程師，負(fù)責(zé)傳感器信號(hào)調(diào)節(jié)器件的支持工作。他于 1993 年畢業(yè)于喬治亞理工學(xué)院 (Georgia Institute of Technology)，獲電子工程碩士學(xué)位。他曾在 Burr-Brown 與 Northrop Grumman 公司擔(dān)任過(guò)半導(dǎo)體測(cè)試工程師。