設計一款具有過溫管理功能的USB供電RF功率放大器

作者：時間：2023-10-19 來源：亞德諾半導體

英飛凌汽車電子生態(tài)圈
- 掃碼關注
  獲取最新最全汽車電子
  技術方案與實用技巧

國際電信聯(lián)盟(ITU)將433.92 MHz工業(yè)、科學和醫(yī)學(ISM)頻段分配給1區(qū)使用，該區(qū)域在地理上由歐洲、非洲、俄羅斯、蒙古和阿拉伯半島組成。盡管最初旨在用于無線電通信之外的應用，但多年來無線技術和標準的進步使得ISM頻段在短距離無線通信系統(tǒng)中頗受歡迎。

本文引用地址：http://butianyuan.cn/article/202310/451792.htm

ITU 1 區(qū)的運營商無需為使用433.92 MHz頻段獲得許可，常見應用包括軟件定義無線電、醫(yī)療設備和重型機械的工業(yè)無線電控制系統(tǒng)。在美國，433.92 MHz頻段由獲得許可的業(yè)余無線電臺使用。

任何無線電傳輸應用都需要高增益放大器來驅(qū)動天線。根據(jù)應用要求，這可以通過一級或多級實現(xiàn)；輸出功率值越高，RF傳輸距離越長。為了實現(xiàn)最佳頻率響應，設計中必須考慮幾個因素，例如適當?shù)淖杩蛊ヅ?、濾波和熱管理。

圖1所示電路是一個雙級RF放大器模塊，針對工作在433.92 MHz ISM頻段的發(fā)射信號鏈進行了優(yōu)化。在中心頻率，電路產(chǎn)生大約+35.8 dB的增益。RF輸入和輸出端口采用50 Ω阻抗匹配設計，支持電路與標準50 Ω系統(tǒng)之間的直接連接。

圖 1. CN0551 簡化功能框圖

為防止過熱，當達到用戶定義的溫度跳變點時，溫度監(jiān)視開關電路會禁用RF放大器。當溫度降至滯回設定點以下時，該開關電路也會自動使能放大器。

電路描述

工作在 433.92 MHZ ISM 頻段

CN0551的RF信號首先通過聲表面波(SAW)濾波器，然后通過增益級，這有助于消除不需要的帶外放大。選擇濾波器時，必須在頻帶平坦度和帶外抑制之間取得平衡。SAW濾波器也是一個插入損耗源，它會降低信號鏈的整體增益，選擇時需要仔細考慮。

該參考設計所用的SAW濾波器的典型最大插入損耗為2 dB，端接阻抗為50Ω。

放大器級

CN0551的RF信號路徑中使用兩個放大器級。第一級是 AD8353 RF增益塊放大器，它在433.92 MHz ISM頻段提供19.6 dB（典型值）的固定增益。AD8353的工作頻率范圍為1 MHz至2.7 GHz，在整個頻率范圍內(nèi)的回波損耗大于10 dB。

AD8353的RF引腳內(nèi)部匹配50 Ω，因此它能直接集成到標準RF信號路徑中，而無需外部匹配網(wǎng)絡。如圖2所示，只需要RF引腳上有隔直電容且電源引腳上有旁路電容，AD8353便能正常工作。表1列出了這些電容的推薦值。

圖 2. AD8353 連接圖

表 1. AD8353 電容值

ADL5324 RF驅(qū)動放大器用作設計的第二級。該器件的工作頻率范圍為400 MHz至4 GHz，典型增益為18.2 dB，典型噪聲系數(shù)為6.8 dB，從433.05 MHz到434.79 MHz的典型輸出三階交調(diào)截點(OIP3)為38.4 dBm。

只需通過RF扼流圈向RFOUT引腳施加+5 V電壓，即可設置ADL5324的偏置點。建議使用120 nH的電感，因為這也會為433.92 MHz ISM頻段提供一定的輸出匹配。為了濾除電源線上的RF信號和高頻噪聲，ADL5324的輸出級偏置需要三個解耦電容。圖3顯示了RF輸出級上偏置電感和電容的正確配置。

圖 3. ADL5324 直流偏置電感和電容

ADL5324 的阻抗匹配

為實現(xiàn)最優(yōu)性能，ADL5324需要外部匹配網(wǎng)絡，以便針對所需頻段調(diào)諧阻抗。輸入匹配網(wǎng)絡包括電感(LIN)和電阻(RIN)，其與RFIN引腳和分流電容(CIN)串聯(lián)放置。同樣，輸出匹配網(wǎng)絡也使用串聯(lián)電感(LOUT)和分流電容(COUT)。RFIN和RFOUT引腳也需要外部隔直電容。圖4展示了ADL5324的完整阻抗匹配網(wǎng)絡。

圖 4. ADL5324 外部匹配網(wǎng)絡

對于ADL5324數(shù)據(jù)手冊中列出的420 MHz至494 MHz調(diào)諧頻帶，CN0551參考設計使用類似的元件值。推薦值請參閱表2。

表 2. ADL5324 外部阻抗匹配網(wǎng)絡元件值

這些元件的正確布局對于匹配也很重要。因此，CN0551遵循ADL5324數(shù)據(jù)手冊中針對420 MHz至433.92 MHz調(diào)諧頻帶的推薦值。

這些值是從元件中心測量到放大器的邊緣。

RF性能

CN0551產(chǎn)生的S參數(shù)、相位噪聲測量結(jié)果和穩(wěn)定性指標如圖5、圖6和圖7所示。

圖 5. S 參數(shù)與頻率的關系

圖 6. 相位噪聲與頻率偏移的關系（433.92 MHz 輸入）

圖 7. 穩(wěn)定性測量與頻率的關系

在433.92 MHz的中心頻率，CN0551實現(xiàn)了35.8 dB的增益。該系統(tǒng)的相位噪聲很低，在10 kHz和100 kHz的頻率偏移時，相位噪聲值約為-145 dBc/Hz；在1 MHz的頻率偏移時，相位噪聲值為-130 dBc/Hz。當頻率偏移高于1 MHz時，相位噪聲值保持在-130 dBc/Hz以下。

系統(tǒng)在整個433.92 MHz ISM頻段保持穩(wěn)定，Rollet穩(wěn)定性因子(k)高于1，輔助穩(wěn)定性指標(B1)高于0。

圖8顯示了CN0551的輸出功率(POUT)與輸入功率(PIN)的關系圖。使用CN0551上安裝的默認SAW濾波器，-3 dBm輸入產(chǎn)生最大? W的輸出功率。絕對最大輸入功率為+10 dBm。不建議在高于此輸入電平的情況下操作電路，以免造成損壞。

圖 8. POUT與 PIN的關系（433.92 MHz 輸入）

過溫管理

CN0551上實現(xiàn)了過溫管理特性，當電路板溫度達到預設閾值時，放大器電路會自動禁用。一旦溫度降至滯回設定點以下，CN0551放大器就會自動使能。該特性通過 ADT6401 溫度開關的開漏輸出(TOVER/TUNDER)實現(xiàn)，它會監(jiān)視ADL5324附近的溫度并將其與引腳可編程跳變點進行比較。

引腳S0、S1和S2的狀態(tài)選擇ADT6401的溫度跳變點和滯回。表3列出了CN0551上可用的溫度跳變點和滯回設置。

表 3. 選擇 ADT6401 跳變點和滯回

默認情況下，CN0551參考設計使用+95 °C跳變點和+10 °C滯回設置。

ADL5324沒有可由ADT6401輸出直接控制的內(nèi)部關斷特性，因此該功能必須通過開關電路在外部實現(xiàn)。在CN0551中，這是通過 ADG901 RF開關和 ADP196 功率開關完成的，這兩個開關可以斷開ADL5324的RF輸入和直流偏置。利用ADT6401輸出可以同時接通或斷開這兩個器件，如圖9所示。對于ADG901，使用一個1:1電阻分壓器來滿足CTRL引腳的2.5 V電平要求。

圖 9. CN0551 過溫管理電路

為了獲得最佳性能，必須使ADT6401的GND引腳和熱源的GND引腳的熱阻最小。因此，將ADT6401盡可能靠近ADL5324放置很重要。

布局考量

功率放大器在使用時會產(chǎn)生大量熱量；因此，必須特別注意散熱。為了解決功耗問題，EVAL-CN0551-EBZ使用3層厚的接地層，并在ADL5324周圍和下方布置了多個熱通孔。

使用熱像儀觀察EVAL-CN0551-EBZ可以發(fā)現(xiàn)，在RF輸入為-10 dBm的情況下，ADL5324周圍的峰值電路板溫度約為46°C，如圖10所示。將布局中的散熱技術與過熱監(jiān)控電路相結(jié)合，可防止ADL5324達到其最高結(jié)溫。

圖 10. CN0551 熱性能（RF 輸入功率 = -10 dBm）

USB 電源管理

CN0551 通過 micro-USB 端口獲得電源，并由 LTM4693 μModule調(diào)節(jié)至+5 V。這款超薄、獨立的降壓-升壓DC/DC轉(zhuǎn)換器簡化了穩(wěn)壓器電路設計，因為它已經(jīng)包括了開關模式控制器和用于低噪聲放大器電源的功率器件。CN0551中的+5 V器件在正常工作期間消耗大約175 mA電流，這主要由ADL5324和 AD8353消耗。兩個放大器級在較高溫度下還會消耗額外的電源電流（如其各自的數(shù)據(jù)手冊所述）。憑借2A的最大連續(xù)輸出電流，LTM4693足以滿足CN0551的電流要求。

LTM4693正常運行只需要幾個旁路電容、一個反饋電阻和一個RC補償電路。如圖11所示，CN0551遵循LTM4693數(shù)據(jù)手冊中針對旁路電容和RC補償電路的推薦值。SS和MODE/SYNC引腳連接到CN0551上的VIN，將器件配置為低噪聲、恒定頻率脈寬調(diào)制(PWM)工作模式，默認軟啟動周期為2 ms。

圖 11. LTM4693 連接圖

LTM4693的輸出電壓由VOUT+和FB引腳之間連接的外部反饋電阻(RFB)設置；其值通過式1計算。

其中：VOUT 是所需輸出電壓，單位為V。RFB 是反饋電阻，單位為kΩ。

對于所需的+5 V輸出電壓，該公式得出RFB值為15.1 kΩ。這在設計中實現(xiàn)為15 kΩ電阻。

默認情況下，LTM4693的開關頻率為1 MHz。然而，在FREQ引腳和GND上連接一個外部電阻(RT)可以提高此頻率；其值通過式2計算。

其中：fSW 是所需的開關頻率，單位為MHz。RT 是外部電阻，單位為kΩ。

使用更高開關頻率會降低電源效率，但這也會降低輸出電壓紋波，從而為放大器提供更穩(wěn)定的電源電壓。如圖12所示，更高頻率還有助于減少近載波相位噪聲。對于CN0551，開關頻率設置為2 MHz；使用此值和式2得出RT為110 kΩ。

圖 12. LTM4693 不同開關頻率（1 MHz 和 2 MHz）下CN0551 的相位噪聲

ADM7160 低壓差(LDO)穩(wěn)壓器產(chǎn)生ADG901 RF開關所需的+2.5 V電源電壓。該器件具有2.3 V至6.5 V的輸入電壓范圍和一個固定輸出電壓，可提供最大200 mA電流。

為確保LDO的穩(wěn)定性，必須使用有效電容(CEFF)大于0.7 μF的優(yōu)質(zhì)電容（例如X5R或X7R）。這還需要考慮溫度和直流偏置效應。式3可用于根據(jù)所選電容的規(guī)格來計算CEFF。

其中：CEFF 是最壞情況下的電容，單位為μF。CBIAS 是工作電壓下的有效電容，單位為μF。TEMPCO是最壞情況下的電容溫度系數(shù)。TOL是最壞情況下的電容容差。

在CN0551中，配合ADM7160使用的電容的額定電容值為4.7 μF，最壞情況溫度系數(shù)為0.15，最壞情況容差為0.20。根據(jù)電容與偏置電壓的關系圖，輸入旁路電容（+5 V偏置）和輸出旁路電容（+2.5 V）的有效電容分別約為2.13 μF和3.60 μF。在式3中使用這些值可得出1.45 μF和2.45 μF的最壞情況電容值，二者均高于0.7 μF的最低要求。

常見變化

如果不需要0.5 W的功率水平，可以改用 ADL5320 作為 433.92 MHz ISM頻段的驅(qū)動放大器。與ADL5324相比，該器件提供略高的增益和較低的噪聲系數(shù)，但代價是OIP3更低。ADL5320的飽和輸出電平僅為250 mW左右。

ADT6402 也可用作溫度開關；該器件與ADT6401引腳兼容，并具有與后者相同的規(guī)格，但輸出為低電平有效。使用ADT6402時需要一個反相緩沖器。

ADI公司還提供類似的用于在915 MHz和2.45 GHz ISM頻段中進行傳輸?shù)姆糯笃髟O計。欲了解更多信息，請參閱參考設計CN0522《USB供電、915 MHz ISM無線電頻段、具有過溫管理功能的1 W功率放大器》CN0522 和參考設計CN0417《USB Powered 2.4 GHz RF Power Amplifier》電路筆記。

電路評估與測試

本節(jié)介紹用于測試CN0551的S參數(shù)和相位噪聲的設置和步驟。如需完整的詳細信息，請參閱EVAL-CN0551-EBZ用戶指南。

設備要求

以下設備用于開展測試：

⊙ CN0551 電路評估板(EVAL-CN0551-EBZ)

⊙ Keysight E5061B 矢量網(wǎng)絡分析儀