RTD傳感器信號調理電路簡介

了解用于RTD應用的不同信號調理電路的基礎知識，包括分壓器、惠斯通電橋電路和ΔΣ轉換器。

在本系列的前幾篇文章中，我們討論了電阻溫度檢測器（RTD）的基本原理以及它們的響應特征。本文將討論RTD應用中不同信號調理電路的基礎知識。

使用分壓器進行RTD測量

可以使用簡單的電阻分壓器將RTD電阻的變化轉換為電壓信號。圖1顯示了鉑RTD的典型電路圖。圖中的Pt1000表示鉑RTD，在0℃時的標稱電阻為1000Ω。

鉑電阻溫度檢測器（RTD）的電路圖示例。

圖1. 鉑電阻溫度檢測器電路圖示例。

與大多數電阻式傳感器一樣，RTD傳感器在測量物理量變化時的響應變化相對較小?？紤]到這一點，Pt1000的溫度系數約為3.85Ω/°C。讓我們看看節(jié)點A的電壓變化有多大。

假設我們需要以0.2°C的分辨率測量溫度，這可能是一個相對苛刻的要求。如果溫度從0°C變化到0.2°C，傳感器電阻將從1000Ω增加到1000.77Ω。因此，節(jié)點A的電壓將從1.5V變化到1.500577V，計算如下：

因此，溫度變化0.2℃會使節(jié)點A的電壓變化約577μV。我們可以直接測量VA以確定RTD電阻值和溫度；但是，我們的測量系統(tǒng)應具有足夠的分辨率，以檢測1.5V信號中毫伏級的變化。將1.5V除以所需的最小步長（577μV），我們可以估算出模數轉換器的無噪聲計數，結果為：

這相當于無噪聲分辨率約為log2(2600) = 11.34位。請注意，這僅給出了A/D分辨率的近似值。實際要求更為嚴格，并且取決于溫度計設計的溫度范圍。此外，我們模擬的RTD具有3.85Ω/°C的恒定溫度系數，而RTD實際上是非線性設備。

當今的ΔΣ轉換器可以輕松實現11位無噪聲分辨率。因此，我們可以使用圖1中的電路以及ΔΣ轉換器直接對RTD上的電壓進行數字化。

然而，幾十年前，這種高性能的數據轉換器既不可用也不經濟實惠；電路設計人員使用諸如惠斯通電橋電路等技術進行RTD測量。雖然電橋電路在其他領域（如力和壓力傳感應用）仍被廣泛使用，但很少用于RTD測量。盡管如此，為了完整性，我們將在下面簡要討論電橋電路如何放寬模數轉換器（ADC）的要求。

傳統(tǒng)方法：使用惠斯通電橋進行Pt1000測量

圖2顯示了用于Pt1000測量的基本惠斯通電橋。

pt1000的惠斯通電橋測量示例。

圖2:Pt1000的惠斯通電橋測量示例。

輸出電壓是兩個分支之間的電壓差。實際上，橋式電路將單端測量從簡單的分壓器分支轉變?yōu)椴罘譁y量。在這種情況下，當電橋平衡時（在0°C時），輸出為0 V。如果溫度增加0.2°C，輸出將增加到577 μV，計算如下：

在這種情況下，反映RTD電阻變化的所需信號并不疊加在較大的直流信號上。輸出僅包含我們想要測量的信號。為了確定ADC的無噪聲分辨率，我們應該考慮溫度計整個溫度范圍內VOUT的最大值和最小值。假設我們需要測量-40°C至150°C的范圍。在此溫度范圍內，RTD電阻從842.47Ω變化到1573.25Ω。我們可以利用這些信息來確定VOUT的最大值和最小值，如下表1所示：

表1。

由于應檢測的最小變化為577 μV，因此系統(tǒng)的無噪聲計數可按以下公式計算：

這相當于無噪聲分辨率為9.65位。正如您所看到的，對于基于電橋的測量的整個190°C溫度范圍獲得的ADC分辨率仍然比對于分壓器方法的單次測量獲得的分辨率更加寬松。

RTD應用的橋式電路限制

雖然橋式電路可以降低ADC的要求，但這種方法有一些缺點。橋式電路的輸出取決于橋式配置中使用的電阻值。這一限制是為什么需要三個精密電阻來完成橋式電路的原因。除了這一點，具有單個傳感元件的橋式電路是非線性的。因此，除了RTD的非線性外，設計人員還必須補償橋式電路的非線性響應?？梢允褂密浖蚰M技術來線性化橋式電路，這增加了系統(tǒng)的復雜性。在使用橋式電路時，我們還需要具有大共模抑制比的儀表放大器，它可以提供高且相等的輸入阻抗。

由于這些限制，并且注意到現代delta-sigma轉換器可以輕松滿足并擊敗RTD應用的要求，電路設計人員通常不會使用橋式電路進行RTD測量。

使用Δ-Σ轉換器的RTD傳感器測量

圖3顯示了RTD傳感器與ΔΣ ADC接口的簡化圖。

與RTD傳感器和ΔΣ ADC接口的簡化圖

圖3. RTD傳感器和ΔΣ ADC接口的簡化圖

使用22位ADC和3V參考電壓時，LSB（最低有效位）等于

  $\frac{3}{2^{22}}\approx 0.72\mu V$

使用這些高分辨率ADC，最小可檢測信號通常受ADC內部電子噪聲（例如內部電路產生的熱噪聲和閃爍噪聲）的限制，而不是ADC的量化噪聲。如果您需要了解ΔΣ ADC的噪聲性能，可以參考德州儀器（Texas Instruments）的這篇由十二部分組成的優(yōu)秀文章系列。

ΔΣ ADC的峰對峰輸入相關噪聲可能達到微伏級或更低。假設ADC的輸入相關噪聲為3 μVp-p。對于圖3中的電路，我們可以找到RTD電壓Vrtd的最大值和最小值，如下表2所示：

表2。

利用這些信息，我們可以計算出-40°C至150°C溫度范圍內系統(tǒng)的無噪聲計數，如下所示：

將溫度范圍除以無噪聲計數，我們就可以得到溫度測量的分辨率：

雖然這種精度水平實際上令人興奮，但應注意，其他幾個誤差源阻礙了我們實現如此高的性能。R1的初始容差和溫度漂移以及ADC偏移電壓和偏移漂移就是這些誤差源中的幾個。然而，上述計算證實，現代ADC的噪聲性能和分辨率足以進行精確測溫；但是，設計人員需要消除其他主要誤差因素以保持系統(tǒng)精度。

請注意，在上述示例中，為偏置電阻器R1選擇了一個相對較小的值。實際上，可能需要一個較大的電阻器來限制RTD自熱效應。

RTD應用的比率測量

雖然本文中的不同圖表使用電壓源來激勵RTD，但許多RTD應用使用電流源進行傳感器激勵。此外，RTD應用通常從激勵傳感器的同一源獲取ADC參考電壓。這種技術稱為比率測量，可最大限度地減少由傳感器激勵源或ADC電壓參考中的不期望變化引起的誤差。在下一篇文章中，我們將繼續(xù)討論并了解RTD應用如何從比率測量中受益。