本文來源于一個實際項目，需要由一個PMOS作為開關(guān)來控制電源的導通。但對實際參數(shù)進行測量時，發(fā)現(xiàn)PMOS導通時間太短，使得后級電路的dV/dt太大，造成一些不好的影響，因此本文對如何延緩PMOS啟動速度進行簡單學習與概述性介紹。

1 米勒平臺

上圖所示為PMOS的等效模型，其柵極、源極與漏極相互之間都存在寄生電容，分別為CGD，CGS，CDS。MOS管的開啟時序如下圖所示：

開啟過程如下：

（1）T0-T1階段，G端輸出電平，CGS開始從0充電直至VGS(th)，漏極源極之間的電壓UDS與電路IDS保持不變，MOS管保持關(guān)斷狀態(tài)；另外此時的CGD的D端電壓高于G端，但由于MOS管關(guān)斷，RDS（等效為CDS）為無窮大，所以CGD兩端電壓基本保持不變，流經(jīng)其電流也非常小。

（2）T1-T2階段，MOSFET導通，進入恒流區(qū)，柵源電容繼續(xù)充電。隨著UGS的增加，漏極電流IDS從0開始增加至滿負荷電流，柵極電壓UGS從電壓VGS繼續(xù)上升。此階段，由于CGD的原因，VDS保持不變。

（3）T2-T3階段，隨著IDS的增加，RDS逐漸減小，CGD通過RDS放電，VDS下降，VG會為CGD反向充電，CGS被分流，導致VGS不再上升，維持在Vgp不變形成一個平臺，這個平臺稱為米勒平臺。在這個階段，IDS電流很大,RDS不是最小，所以MOS管的損耗較大。

（4）在T3處，CGD反向充滿電，G端驅(qū)動電壓繼續(xù)為CGS充電，VGS繼續(xù)上升直至與驅(qū)動電壓相同；VDS下降使得MOS管進入飽和區(qū)，MOSFET完全打開。

由于米勒效應(yīng)，MOSFET柵極驅(qū)動過程中，會形成平臺電壓，引起開關(guān)時間變長，開關(guān)損耗增加，給MOS管的正常工作帶來非常不利的影響。

2 MOS管作為開源開關(guān)

在電力電子中，常利用MOS管的飽和區(qū)特性將其作為負載電源開關(guān)，如下圖所示：

上圖電路主要由MOSFET與控制部分組成，其中MOSFET可以選擇PMOS或NMOS。它們分別有各自的好處，針對不同的電路特點需分別選擇。

2.1 NMOS作為開關(guān)

PMOS的載流子為空穴，NMOS載流子為電子，因此在相同的工藝及尺寸面積條件下，NOMS管導通后的RDS更小，電流會更大，其更適合大電流場合下使用。

當NOMS管導通時，VG >= VOUT + Vth，因此，其需要一個單獨的電壓來保持VGS大于閾值電壓，例如下圖所示，VGATE需要大于輸入電壓與閾值電壓之和。在很多場合下，電路板上并沒有這樣的電壓，所以一般使用NMOS控制需要更復雜的電路。

2.2 PMOS作為開關(guān)

PMOS作為電源開關(guān)可如下圖所示，其導通時只需要VIN >= VG + Vth即可，因此，其不需要另一個電壓來保持MOS管的打開狀態(tài)，相比NMOS作為開關(guān)控制，其電路較為簡單。

2.3NMOS與PMOS效率比較

MOS管在導通過程中與導通后，由于RDS的存在，且負載電流較大，因此會有很大的損耗，特別是在第一節(jié)提到的米勒平臺期間。

另外由于RDS，S級電壓會比輸入電壓有所下降，RDS越大，損失越大，如下圖所示：

由于工藝的不同，NMOS的RDS通常比PMOS小數(shù)倍，特別是在大電流場合下，其優(yōu)勢更加明顯。但在小電流等低功耗場合下，PMOS更簡單的控制電路帶來的優(yōu)勢更為明顯。

3 浪涌電流（Inrush current）及其控制

如果MOS管后接一個容性負載，當電路突然導通時，電容迅速充電，會有一個非常大的涌浪電流，其大小為：

可以看出，MOS管導通速度越快，浪涌電流越大，會給電路帶來很大的危害，比如炸管。因此，需要延長MOS管的導通時間。這時就需要合理使用第一節(jié)講到的米勒平臺了。

米勒平臺形成的原因是VG需要對CDG電容充電，其容值越大，米勒平臺時間越長，因此，可以直接在MOS管的柵漏之間并聯(lián)一個電容C1，如下圖所示。這樣的話，dVSD/dt就會變小，inrush current會變小。

上圖中的R1與R2是一個分壓網(wǎng)絡(luò)，其值決定了PMOS的柵源電壓，一般VGS有限制，所以R1與R2需滿足：

R2一般可在1k-10k，又由于VGS與RDS的趨勢曲線如下，所以R1也不可太小，否則會使得RDS太大。一般取VSG的最大值計算，在此基礎(chǔ)上將R1增加一些，這樣管子被完全打開的同時，RDS不會太大。

C1的值可以通過以下公式計算，其中g(shù)fs為跨導，IINRUSH為限制的最大浪涌電流，CLOAD為未添加R1與C1時，對板子浪涌電流實測結(jié)果估算而來。

實驗室并無電流探頭，因此無法得知CLOAD的值，因此可大概選擇C1容值為10-100nF。

下圖為使用IRF6216作為電源開關(guān)進行仿真計算，輸入電壓為70V，負載電流為0.7A，帶一個容性負載。

首先選擇R2 = 10kΩ，在IRF6216的手冊上標注其VGS,max = 20V，因此可計算得R1為25kΩ，可以選擇再大一些的阻值。在沒有C1的情況下，其ID曲線如圖所示：初始的浪涌電流達到了80A。

在MOS管的GD之間并聯(lián)一個電容C，取值為20nF，其浪涌電流降低到了10A，如下圖所示。相應(yīng)得，其后級電壓變化速度降低。

由于米勒平臺時間變長，MOS管在這段時間內(nèi)RDS較大，所以其熱損耗會變大；因此如果在高溫環(huán)境下，不可使米勒平臺時間過長，否則MOS管發(fā)熱過大，可能會損壞器件。