利用超低電流、脈沖頻率調(diào)制(PFM) DC-DC轉(zhuǎn)換器降低
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摘要：本文介紹如何降低隔離型DC-DC電源的電流損耗以及如何提高這些電源在空載條件下的性能。針對當前對“綠色”環(huán)保設計創(chuàng)新方案的迫切需求，本文著重討論如何延長電池供電設備以及非連續(xù)傳輸通信設備中的電池使用壽命。
目前，許多工業(yè)系統(tǒng)采用電池供電的傳感器和轉(zhuǎn)發(fā)器，從而省去了鋪設電纜的昂貴花費，并可降低整體系統(tǒng)的功耗。這些工業(yè)系統(tǒng)通常都具有工作模式和待機模式。工作模式下，傳感器將數(shù)據(jù)傳送到轉(zhuǎn)發(fā)器(一種無線調(diào)制解調(diào)器)，由轉(zhuǎn)發(fā)器將數(shù)據(jù)發(fā)送給主機。待機模式下，轉(zhuǎn)發(fā)器和傳感器將在一段固定時間或可變時間段內(nèi)處于休眠模式。這種反復的啟動-停止操作被稱為非連續(xù)工作模式，有助于延長設備的電池使用壽命。
對于類似于澆水系統(tǒng)的應用，使用GSM無線模塊傳輸傳感器數(shù)據(jù)，如果需要頻繁更換GSM無線模塊的供電電池，例如，幾個星期甚至幾天更換一次，系統(tǒng)的維護成本將非常高。由于這類系統(tǒng)在大多數(shù)時間處于待機或休眠模式，降低空閑狀態(tài)下的功耗對于延長電池的使用壽命非常重要。因此，空載下的電流損耗成為這類系統(tǒng)設計的關(guān)鍵，出于安全考慮，電氣隔離對于此類設計也非常重要。
考慮到上述因素，設計人員必須重視DC-DC轉(zhuǎn)換器設計，確保空載條件下消耗盡可能低的電流。任何DC-DC轉(zhuǎn)換器，即使在待機模式下，也會消耗較大電流。例如，一款商用化的電源模塊(Recom? R-78A3.3-1OR)，空載模式下的電流損耗達到7mA。當然，慎重選擇電源拓撲，通過認真仔細的設計，能夠使隔離型DC-DC轉(zhuǎn)換器模塊的空載電流保持在1mA以內(nèi)。
30倍電流損耗對減少電池更換次數(shù)的影響非常顯著。例如，即使系統(tǒng)電池為可充電電池，較大的電源電流損耗也會導致額外的充電次數(shù)，而頻繁充電將使電池過早報廢，最終被送到廢物處理廠。同樣，如果設備采用一次性電池，較大的待機電流也會導致電池快速放電，使其過早進入廢物處理廠。
通過幾種途徑可以應對這一設計挑戰(zhàn)，本文著重討論了脈沖頻率調(diào)制(PFM)架構(gòu)的解決方案，能夠使設備在工作和待機狀態(tài)下的功耗比達到1700:1。
系統(tǒng)特征
功耗與時間之間的典型特征類似于圖1。圖中，負載電流在工作或充電期間達到峰值，設備處于空閑狀態(tài)時負載電流則降至較低水平。為了減少電池放電，延長電池壽命和待機時間，必須將空閑電流IZ降至最小。所以，沒有連接負載時，隔離型DC-DC轉(zhuǎn)換器應具有超低電流，并在輸入和輸出之間具有較高的隔離度。理想情況下，轉(zhuǎn)換器還應具有高轉(zhuǎn)換效率且占用極小的空間。
圖1. 非連續(xù)傳輸通信設備在工作和待機狀態(tài)下的特征
表1列出了典型的商用DC-DC轉(zhuǎn)換器在輸入電壓為12V、沒有連接負載情況下的輸入電流，為7mA至40mA。這些轉(zhuǎn)換器一般采用脈寬調(diào)制(PWM)控制器，然而，PWM控制器往往帶有一個有源振蕩器，即使DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸出沒有負載，振蕩器也要持續(xù)消耗電池電流。
表1. 商用DC-DC轉(zhuǎn)換器的特性
| Manufacturer | Model | VIN (V) | VOUT (V) | IOUT (A) | IIN (IOUT = 0, mA) | η (%) | Isolation |
| Traco? POWER | TEN 5-1210 | 12 | 3.3 | 1.2 | 20 | 77 |  |
| XP Power | JCA0412S03 | 12 | 3.3 | 1.2 | 38 | 83 | |
| RECOM International Power | RW-123.3S | 12 | 3.3 | 0.7 | 21 | 65 | |
| CD Technologies? | HL02R12S05 | 12 | 5 | 0.4 | 40 | 60 | |
| Bourns? Inc. | MX3A-12SA | 12 | 3.3 | 3.0 | 11 | 93 | |
| RECOM International Power | R-78A3.3-1 | 12 | 3.3 | 1.0 | 7 | 81 |
PFM控制器拓撲
另一方法是采用具有脈沖頻率調(diào)制(PFM)控制器的DC-DC轉(zhuǎn)換器1。PFM控制器采用兩個單穩(wěn)態(tài)電路，只有當負載從DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸出消耗電流時才工作。PFM基于兩個開關(guān)時間(最大導通時間和最小關(guān)閉時間)和兩個控制環(huán)路(穩(wěn)壓環(huán)路和最大峰值電流、關(guān)閉時間環(huán)路)。
PFM的特點是控制脈沖的頻率可變。控制器中的兩個單穩(wěn)態(tài)電路確定了TON (最大導通時間)和TOFF (最小關(guān)閉時間)。TON單穩(wěn)態(tài)電路觸發(fā)第二個單穩(wěn)態(tài)電路TOFF。只要電壓環(huán)路的比較器檢測到VOUT跌落到穩(wěn)壓范圍以下，將觸發(fā)TON單穩(wěn)態(tài)電路。導通脈沖的最大值固定，如果峰值電流環(huán)路檢測到達到電感電流門限的數(shù)值，則可縮短該脈沖時間。
PFM控制器的靜態(tài)電流損耗受限于基準偏置電壓和誤差比較器的電流(幾十μA)。相比之下，PWM控制器的內(nèi)部振蕩器則必須連續(xù)工作，電流損耗達到幾個毫安。本文介紹的方案在采用PFM控制器拓撲時，12V電源供電下的電流損耗小于1mA。
現(xiàn)場應用系統(tǒng)，例如：澆水系統(tǒng)，往往用于惡劣環(huán)境，所以這些系統(tǒng)的DC-DC轉(zhuǎn)換器要求電氣隔離。變壓器可提供隔離，但須保證在不影響隔離的情況下，將電壓基準從副邊反饋至原邊。解決這一問題的常見方法是采用輔助繞組或光電耦合器。
電源拓撲屬于降壓結(jié)構(gòu)。本例中所使用電池組的標稱電壓為12V，而系統(tǒng)內(nèi)部電路的工作電壓為3.6V標稱電壓。圖2所示為DC-DC開關(guān)電源的示意圖，表2列出了材料清單和相應的元件值?？刂骗h(huán)路調(diào)節(jié)電壓時，光電耦合器需要一個恒定電流流過變壓器原邊的LED。電流下限由光電耦合器在低端偏置電流的CTR (10mA時為63%，1mA時為22%)和響應時間的減小(20mA時為2μs，5mA時為6.6μs)決定。
圖2. 隔離型PFM反激DC-DC轉(zhuǎn)換器原理圖
表2. PFM反激型DC-DC轉(zhuǎn)換器的材料清單
| Reference | Values | Description | Manufacturer |
| C2 | 470μF 25V | CEL 470μF, 25V, +105°C, 10mm x 10mm SMD | UUD1E471MNL1GS (Nichicon?) |
| C10 | 180pF | CS 180p C COG, 50V 0603/1 | GRM39 COG 181 J 50 PT (Murata?) |
| C1, C4, C7 | 100nF 16V | #CSMD 100nF K X7R 16V 0603/1 | GRM39X7R104K16PT (Murata) |
| C5, C8 | 100μF 16V 0.1Ω | CEL TAN 100μF ±20% E 16V 0.1Ω | T495D107K016ATE100 (Kemet?) |
| C6 | 100pF | CS 100p C COG 50V 0603/1 | GRM39 COG 101 J 50 PT (Murata) |
| C3 | 1nF 50V | #CS 1n M X7R 50V 0603/1 | GRM39 COG 271 J 50 PT (Murata) |
| C9 | 150pF | CS 150p C COG 50V 0603/1 | GRM39 COG 151 J 50 PT (Mutata) |
| D1 | MBRS230LT3G | D Schottky 2A, 30V SMB | MBRS230LT3G (ON Semiconductor?) |
| D2 | MBRA160T3G | D Schottky 1A, 60V SMA | MBRA160T3G (ON Semiconductor) |
| L1 | 22μH 1.2A 0.19Ω | L SMD 22μH, 1.2A, 0.19Ω | SRR0604-220ML (Bourns?) |
| M1 | IRFR120 | Q IRFR120 DPAK 8.4A, 100V, 0.270Ω, NMOS | IRFR120 (Int.Rectifier.) |
| R1, R6 | 680Ω | RS 680R J 1/16W 0603/1 | RK73B 1J T TD 680 J (KOA Speer?) |
| R9, R2 | 100kΩ | #RS 100K F 1/16W 0603/1 | RK73H 1J T TD 1003 F (KOA Speer?) |
| R3 | 10Ω | #RS 10R J 1/16W 0603/1 | RK73B 1J T TD 100 J (KOA Speer) |
| R4 | 4.7kΩ | #RS 4K7 J 1/16W 0603/1 | RK73H 1J T TD 4701 J (KOA Speer) |
| R5 | 390kΩ | #RS 390K F 1/16W 0603/1 | RK73H 1J T TD 3903 F (KOA Speer) |
| R7 | 0.047Ω | RS R047 J 1206 /1 | SR73 2B T TD R047 J (KOA Speer) |
| R10 | 270kΩ | RS 270K F 0603 /1 | RK73H 1J T TD 2703 F (KOA Speer) |
| R11 | 820kΩ | RS 820K F 0603 /1 | RK73H 1J T TD 8203 F (KOA Speer) |
| R8 | 100Ω | #R SMD 100R -J 1206/1 | RK73B 2B T TD 101 J (KOA Speer) |
| T1 | EP10 3F3 | T SMD EP10 3F3 NUCTOR | CSHS-EP10-1S-8P-T? (Ferroxcube?-Nuctor) |
| U1 | MAX1771 | DC-DC controller | Maxim Integrated Products |
| U2 | TLV431A | U TLV431A V.REF 1.25V SOT23-5 | TLV431ACDBVR (Texas Instruments?) |
| U3 | SFH6106-2 | #U SFH6106-2 OPTO 63-125%, 5.3kV SMD-4 | SFH6106-2 (Vishay?) |
輸出分壓器(由電阻R5和R11組成)的電流損耗固定為7μA。因此，基準輸入所需要的0.5μA電流以及溫漂不會明顯影響輸出電壓。此外，較低的輸入電容使得分壓器輸出端測得的電壓不會受相關(guān)延遲的影響。后一因素不再需要利用電容分壓器來降低精密基準的輸入電容。光電耦合器中，光電晶體管吸收60μA (|IFB| 60nA)的電流，該電流轉(zhuǎn)換成小于230μA (CTR ~26%)的LED電流。
完全控制
構(gòu)建PFM控制器時，可采用MAX1771 BiCMOS升壓型開關(guān)電源控制器(U1)提供所需的時序。MAX1771相對于之前的跳脈沖方案具有很大改善：開關(guān)頻率達300kHz，減小了所需電感的尺寸；限流型PFM控制方式在很寬的負載電流范圍內(nèi)保證高達90%的效率；最大電源電流僅為110μA。除了這些優(yōu)勢外，MAX1771在非隔離應用中的主要優(yōu)勢有：在30mA至2A的負載電流范圍內(nèi)，效率可達90%；最大輸出功率為24W；輸入電壓范圍為2V至16.5V。
電壓控制環(huán)路的電阻應盡可能選擇最大值。這一方案可平衡電流損耗和環(huán)路穩(wěn)定性指標，所以，通過分壓電阻的電流應小于7μA。由于濾波電容并非理想電容，該電流應該包括電容的漏電流。該設計中，C5和C8濾波電容的漏電流小于20μA。如果要求更低的漏電流，可以將這些電容換成具有以下規(guī)格的陶瓷電容：100μF、6.3V、X5R，尺寸為1206 (Kemet C1206C107M9PAC)。使用陶瓷電容可將電容漏電流降至幾個微安以內(nèi)。值得注意的是，陶瓷電容的價格是鉭電容的3倍，因此提高了系統(tǒng)的成本。
圖3所示PFM DC-DC轉(zhuǎn)換器的原型電路僅消耗0.24mA的靜態(tài)電流。電路板尺寸小于50mm x 30mm，輸入電壓范圍為10V至15V (標稱值為12V)時，可提供3.6W的輸出功率，工作于300kHz開關(guān)頻率。提供穩(wěn)定的3.6V輸出電壓時，該轉(zhuǎn)換器可支持最大1A的連續(xù)負載電流。該轉(zhuǎn)換器采用反激結(jié)構(gòu)(降壓)，帶有電壓和電流反饋控制，實現(xiàn)了轉(zhuǎn)換器輸出與輸入之間的電氣隔離。
詳細圖片(PDF, 4.59MB)
圖3. 適合無線應用的DC-DC PFM轉(zhuǎn)換器原型電路，頂視圖。
該原型電路適合各種非連續(xù)數(shù)據(jù)傳輸?shù)臒o線應用。模塊的峰值電流達到3A，最大平均電流為1A。為降低電流峰值并避免影響無線通信時的性能，采用了參考文獻1和3中介紹的技術(shù)。此外，原則上建議設計人員采用具有低等效串聯(lián)電阻的大電容。
評估設計性能
為驗證電源性能，我們測量了以下參數(shù)：輸入電壓VIN、輸入電流IIN、標稱輸出電壓VOUT、負載電流損耗IOUT和電源效率。表3和表4所示為測量結(jié)果，包括共模輸入濾波器的損耗和保護電路的損耗。另外，值得注意的是，電源在低功率下的效率低于較重負載下的效率。負載較重時，電源通常采用同步整流，這有助于降低設備的工作損耗。
表3. 空載狀態(tài)下，不同輸入電壓時的電流損耗
| VIN (V) | IIN (mA) | VOUT (V) | IOUT (A) |
| 10.0 | 0.244 | 3.615 | 0 |
| 12.0 | 0.239 | 3.615 | 0 |
| 15.0 | 0.227 | 3.615 | 0 |
采用PFM控制方案的電源電流損耗已經(jīng)降至0.24mA。然而，由于所選元件值的原因，控制環(huán)路可能會在某些特定負載條件下發(fā)生振蕩。為防止自激，設計人員必須考慮生產(chǎn)環(huán)境下元件的各種容差。所以，必須仔細選擇環(huán)路電阻和電容值。
表4提供了電源在不同負載條件下的輸入和輸出參數(shù)，標稱條件及標稱負載范圍內(nèi)可以獲得最佳效率。
表4. 標稱電壓下，不同負載時的效率
| VIN (V) | IIN (mA) | VOUT (V) | IOUT (A) | Efficiency (%) |
| 12.0 | 0.24 | 3.615 | 0 | 0 |
| 12.0 | 61 | 3.615 | 0.14 | 69.14 |
| 12.0 | 83 | 3.615 | 0.2 | 72.59 |
| 12.0 | 121 | 3.615 | 0.3 | 74.69 |
| 12.0 | 160 | 3.615 | 0.4 | 75.31 |
| 12.0 | 200 | 3.615 | 0.5 | 75.31 |
| 12.0 | 240 | 3.615 | 0.6 | 75.31 |
| 12.0 | 281 | 3.615 | 0.7 | 75.04 |
| 12.0 | 323 | 3.615 | 0.8 | 74.61 |
| 12.0 | 367 | 3.615 | 0.9 | 73.88 |
| 12.0 | 411 | 3.615 | 1 | 73.30 |
以3.6V輸出為參考，無線設備在待機模式下的電流損耗小于140μA，與電源空載條件下0.24mA的輸入電流損耗相比，這一電流可忽略不計，所以DC-DC轉(zhuǎn)換器的空載效率用零表示(圖4)。
圖4. 電源在標稱輸入電壓(12V)、不同負載條件下的效率
圖5a. 空載時的輸出電壓和控制電壓(10ms/div，CH1：1V/div，CH2：5V/div)
圖5b. 0.1A負載時的輸出電壓和控制電壓(20ms/div，CH1：1V/div，CH2：5V/div)
圖5c. 0.5A負載時的輸出電壓和控制電壓(20ms/div，CH1：1V/div，CH2：5V/div)
圖5a、圖5b、圖5c和圖5d中所示波形為不同負載條件下的輸出電壓和控制電壓。隨著負載增大，開關(guān)器件的柵極控制脈沖頻率提高。轉(zhuǎn)換器的原型電路測試給出了空載、100mA、500mA和1A電流負載下的信號。示波器測試結(jié)果形象說明了PFM控制電路的工作。弱信號在示波器上放大了5倍，以便更加清晰。X軸表示時間，Y軸表示電壓。
圖5d. 1A負載時的輸出電壓和控制電壓(20ms/div，CH1：1V/div，CH2：5V/div)
總結(jié)
根據(jù)初步的行業(yè)調(diào)查，空載條件下具有低功耗的商用化隔離型DC-DC轉(zhuǎn)換器通常具有大約20mA的最小電流損耗。因此，如果設計人員采用PFM方案，可以輕松實現(xiàn)低IQ、低電流損耗的隔離電源。本文所介紹的電源在空載條件下電流損耗只有0.24mA。
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