超級電容組充電解決大電容充電方案

　　圖4顯示了ISL78268同步降壓控制器的一小部分功能框圖。如圖所示，有兩個獨立的誤差放大器，分別標記為Gm1和Gm2,用于實現(xiàn)恒定電壓(Gm1)和恒定電流(Gm2)。

　　誤差放大器Gm1用于CV閉環(huán)控制。它比較FB的反饋電壓與內(nèi)部1.6V參考電壓，并在COMP引腳產(chǎn)生誤差電壓。FB引腳從輸出電壓連接至一個電阻分壓器，并設(shè)置為當輸出電壓為預(yù)期電壓水平時FB電壓為1.6V。于是COMP電壓即代表預(yù)期輸出電壓與實際輸出電壓之差。然后比較COMP與電感電流相比較，以生成PWM信號，來控制輸出電壓，使之保持恒定。

　　誤差放大器Gm2用于CI閉環(huán)控制。它比較IMON/DE引腳電壓與內(nèi)部1.6V參考電壓，并在COMP引腳產(chǎn)生誤差電壓。IMON/DE引腳電壓是內(nèi)部產(chǎn)生的，代表平均輸出電感電流負載值。因此，COMP電壓在Gm2回路激活時(Gm1和Gm2的輸出之間的二極管有效地選擇哪個回路是激活的)代表預(yù)期輸出電流與實際輸出電流之差。然后COMP與電感電流相比較，以生成PWM信號，來控制輸出電壓，使之保持恒定。

　　在超級電容電壓達到目標電壓之前的充電階段，由Gm2的輸出來驅(qū)動COMP引腳，產(chǎn)生PWM輸出，以實現(xiàn)CI控制。當超級電容電壓達到目標值時，充電電流減小，引起IMON/DE引腳電壓降低和CI回路斷開(當IMON/DE<1.6V時)，于是CV回路自然地接管對COMP的控制，從而保持輸出電壓恒定。

　　ISL78268降壓控制器既有峰值電流模式的PWM控制器(可靠的逐周期峰值電流調(diào)制器)，也有非常適用于超級電容充電的外部恒定平均電流回路。

　　圖4.ISL78268 CICV回路簡化框圖

　　現(xiàn)在，我們可以重點介紹已實現(xiàn)的超級電容充電實現(xiàn)方案。圖5、6和7顯示了由ISL78268控制，來為超級電容組(12節(jié)50F/2.7V串聯(lián)電容)充電的同步降壓控制器的實驗波形。超級電容將通過主電源充電至25V。

　　圖5.超級電容充電的實驗波形

　　圖5顯示超級電容充電有多個階段。開始時，在第1階段，Vo幾乎為0.ISL78268的IMON/DE引腳上的平均電流信號還未達到1.6V(期望充電電流的參考值)，所以CI回路還未接通(engage)。在此階段，電感器的峰值電流被逐周期限制于固定的OC閾值。在VOUT處于低水平(FB<0.4V)的充電階段開始時，開關(guān)頻率最大值被限制在50kHz,以預(yù)防所提到的因為低VOUT時的峰值電流限制而引起的電感器失控問題。

　　圖6顯示了第1階段的波形的放大圖。第2階段從IMON/DE引腳電壓(黃色跡線)達到1.6V時開始。在此階段，CI回路接通并拉低COMP信號(青色跡線)，從而開始穩(wěn)定輸出電流并使IMON/DE引腳電壓保持恒定。IMON/DE引腳電壓代表所感測的平均輸出電流信號。IL波形(綠色跡線)顯示平均電流在第2階段被控制為恒定水平。輸出電壓波形(粉色跡線)顯示超級電容被恒定充電電流以線性方式充電。

　　圖6.超級電容充電第1階段的實驗波形放大

　　第3階段從FB引腳檢測到0.4V電壓開始(圖7)。該觸發(fā)之后恒定電流穩(wěn)定回路將完全接通，所以開關(guān)頻率可自動調(diào)節(jié)至預(yù)編程的300kHz.在更高的開關(guān)頻率下，電感電流紋波(綠色跡線)顯著減小。輸出電壓(粉色跡線)繼續(xù)呈線性增加，表示超級電容被線性充電。

　　圖7.超級電容充電的實驗波形

　　回到圖5,第3階段一直到Vo達到25V的目標電壓時結(jié)束。此時，CV回路接通并穩(wěn)定輸出電壓。平均電流回路斷開。圖5顯示輸出電壓(粉色跡線)趨平且電感電流降低。代表平均充電電流的IMON/DE引腳電流也下降，表示恒定電流穩(wěn)定過程結(jié)束。

　　結(jié)束語

　　超級電容由于其固有物理特征對比傳統(tǒng)電池具有的優(yōu)勢在汽車、工業(yè)和消費產(chǎn)品中被用作能量存儲解決方案。為使超級電容組的可存儲能量最大化，最佳方案常常是串聯(lián)多個超級電容單元來實現(xiàn)高電容組電壓。充電時，最好使用CICV方法來限制由于超級電容充電到恒定電壓期間的低ESR而產(chǎn)生的高電流。恒定電流還可以使充電損耗可控制，這可以減少所生成的熱量并延長超級電容的壽命。因此，讓充電電路容忍高電壓并提供CICV控制功能是有益的。