諧波及無(wú)功電流檢測(cè)方法對(duì)比分析
作者：浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院 李 淳 李建林 張仲超
時(shí)間：2005-05-11
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關(guān)鍵詞：瞬時(shí)無(wú)功功率理論；諧波及無(wú)功電流檢測(cè)；統(tǒng)一模型；等效低通濾波器
引言
APF補(bǔ)償電流的檢測(cè)不同于電力系統(tǒng)中的諧波測(cè)量。它不須分解出各次諧波分量，而只須檢測(cè)出除基波和有功電流之外的總的高次諧波和無(wú)功畸變電流。難點(diǎn)在于準(zhǔn)確、實(shí)時(shí)地檢測(cè)出電網(wǎng)中瞬態(tài)變化的畸變電流，為有源電力濾波器控制系統(tǒng)進(jìn)行精確補(bǔ)償提供電流參考，這是決定APF性能的關(guān)鍵。目前文獻(xiàn)已報(bào)道運(yùn)行的三相APF中所使用的幾種諧波電流檢測(cè)方法，除了各自存在的難以克服的缺陷外，共同存在的問(wèn)題是，由于是開(kāi)環(huán)檢測(cè)系統(tǒng)，故對(duì)元件參數(shù)和系統(tǒng)的工作狀況變化依賴性都比較大，且都易受電網(wǎng)電壓畸變的影響。對(duì)單相電路的諧波和無(wú)功電流的檢測(cè)還存在實(shí)時(shí)性較差的缺點(diǎn)。
本文對(duì)目前有源電力濾波器中應(yīng)用的畸變電流檢測(cè)與控制方法進(jìn)行了分析比較，在此基礎(chǔ)上，針對(duì)APF中只須檢測(cè)總的畸變電流，反向后注入系統(tǒng)，以抵消或補(bǔ)償系統(tǒng)中畸變電流，使電網(wǎng)僅提供基波有功電流這一工作特點(diǎn)，從保證APF能最有效地工作出發(fā)，綜合瞬時(shí)無(wú)功功率理論檢測(cè)法的快速性和閉環(huán)電路的魯棒性，提出了基于瞬時(shí)無(wú)功功率理論的閉環(huán)檢測(cè)方案。從諧波及無(wú)功電流開(kāi)環(huán)、閉環(huán)檢測(cè)電路抽象出檢測(cè)電路的本質(zhì)（本文稱為統(tǒng)一模型），在此基礎(chǔ)上，給出了檢測(cè)電路的優(yōu)化設(shè)計(jì)方案，研究了檢測(cè)系統(tǒng)中等效低通濾波器的階數(shù)與截止頻率對(duì)檢測(cè)精度與快速性的影響，推導(dǎo)了統(tǒng)一模型下閉環(huán)檢測(cè)電路的實(shí)現(xiàn)。最后，通過(guò)實(shí)驗(yàn)加以驗(yàn)證。
1 基波幅值檢測(cè)原理
設(shè)單相電路中的電源電壓為
非線性負(fù)荷電流為
iL(t)=if(t)＋ih(t)=ifp(t)＋ifq(t)＋ih(t)
=ifp(t)＋ic(t) （2）
式中：if(t)為iL(t)的基波電流；
ih(t)為iL(t)中高次諧波電流；
ifp(t)，ifq(t)分別為基波電流的有功分量和無(wú)功分量；
ic(t)為要補(bǔ)償?shù)闹C波和無(wú)功電流之和，稱為畸變電流。
因?yàn)?，?fù)荷電流中的基波有功分量必定是一個(gè)初相角與電網(wǎng)電壓相同，角頻率為基波角頻率ω的正弦波，所以，我們可以設(shè)負(fù)荷電流的基波有功分量為
ifp(t)=Asint （3）
若能求出A的大小，則可由式（3）得出基波有功電流的表達(dá)式。為求出A的大小，先對(duì)非線性負(fù)荷電流進(jìn)行傅立葉分解，有
式中：m，n均為整數(shù)；
Am，φm，An，φn為各次電流的幅值和初相角。
從式（4）可以看出負(fù)荷電流的基波有功分量幅值為A1cosφ1，為分離此值對(duì)式(4)左右兩邊同乘以sinωt，得到Amsin(mωt＋φm)sinωt=A1cosφ1＋A1cosφ1sin＋A1sinφ1cos2ωt＋Am{cos〔(m－1)ωt＋φm〕－cos〔(m＋1)ωt＋φm〕}（5）從式(5)可以看出，我們已得出了負(fù)荷電流中基波有功分量幅值的一半值，也就是式中的A1cosφ1，我們?cè)侔汛酥禂U(kuò)大2倍，即得出電流基波有功分量幅值，也就得出了基波有功電流ifp(t)=A1cosφ1sinωt。因此，畸變電流為
ic(t)=iL(t)－ifp(t)=iL(t)－A1cosφ1sinωt （6）
這樣，即可實(shí)時(shí)檢測(cè)出畸變電流的大小。
圖1為根據(jù)以上分析所得出的電路設(shè)計(jì)的原理圖。該圖中ea為電源相電壓，sinωt可通過(guò)正弦信號(hào)發(fā)生電路得到。PLL為鎖相環(huán)，它的作用是鎖定電壓信號(hào)，以讓正弦波發(fā)生器產(chǎn)生一個(gè)與電網(wǎng)電壓同頻同相的正弦波。LPF為一低通濾波器，用來(lái)濾掉基波以外的其它高次諧波。從該原理圖也可以看到，由于整個(gè)系統(tǒng)是開(kāi)環(huán)系統(tǒng)，所以，不存在系統(tǒng)不穩(wěn)定的問(wèn)題。需要指出的是該方法可以方便地用于單相電路中的檢測(cè)。
2 基于ANN理論自適應(yīng)檢測(cè)諧波電流的原理
自適應(yīng)噪聲抵消法可以把信號(hào)s(t)和加性噪聲n(t)分離開(kāi)來(lái)，原理如圖2所示。系統(tǒng)的輸入信號(hào)包括原始輸入s(t)＋n(t)和參考輸入n′(t)。參考輸入n′(t)經(jīng)自適應(yīng)濾波器調(diào)整后的輸出為y(t)。s(t)和n(t)不相關(guān)，和n′(t)也不相關(guān)，但是n(t)和n′(t)具有相關(guān)性。當(dāng)y(t)在最小均方誤差意義下最接近主通道噪聲n(t)時(shí)，n(t)得到了最佳抑制。此時(shí)，系統(tǒng)輸出z(t)在最小均方誤差意義下也最接近信號(hào)s(t)，從而把信號(hào)s(t)檢測(cè)出來(lái)。這里，z(t)同時(shí)作為誤差反饋信號(hào)e(t)用來(lái)調(diào)整自適應(yīng)濾波器的參數(shù)。自適應(yīng)噪聲抵消法只需要很少或根本不需要任何關(guān)于信號(hào)和噪聲的先驗(yàn)統(tǒng)計(jì)知識(shí)，就可以從混合信號(hào)中檢測(cè)出所需要的信號(hào)。
基于上述自適應(yīng)噪聲抵消法原理，便可得到如圖3所示的自適應(yīng)噪聲抵消法檢測(cè)諧波電流的原理圖。設(shè)單相電路的電源電壓us=Umsinωt，則非線性負(fù)載的周期非正弦電流可以用傅立葉級(jí)數(shù)展開(kāi)為
式中：i1(t)及in(t)分別為基波電流和n次諧波電流。
可以把它們進(jìn)一步分解為正弦和余弦兩部分：
i1(t)=I1cosφ1sinωt＋I(xiàn)1sinφ1cosωt=i1p(t)＋i1q(t)
in(t)=Incosφnsinnωt＋I(xiàn)nsinφncosnωt=ins(t)＋inc(t) n>1 （8）
式中：i1p(t)及i1q(t)分別為基波有功電流和基波無(wú)功電流；
ins(t)及inc(t)分別為n次諧波的正弦和余弦分量。
用自適應(yīng)噪聲抵消法進(jìn)行諧波檢測(cè)，取iL作為原始輸入，若將i=i1＋i2＋……in看作“噪聲干擾電流”，則其他更高次諧波的總電流ih就是需要檢測(cè)的“信號(hào)”，i和ih不相關(guān)；取sinωt,cosωt以及它們的2、3、……、n次等倍頻諧波作為參考輸入，它們和i對(duì)應(yīng)的各次正弦和余弦分量分別相關(guān)，而和ih不相關(guān)。可以看出，上述條件滿足自適應(yīng)噪聲抵消法的要求，當(dāng)選用適當(dāng)?shù)亩嗦纷赃m應(yīng)濾波器并采用最小均方算法后，可以通過(guò)多路自適應(yīng)濾波器得到“噪聲干擾電流”i的各分量以及“信號(hào)”ih的最小均方誤差意義下的最佳逼近值。從上述分析可以看出：
1）檢測(cè)總諧波電流只取sinωt，cosωt作為參考輸入，ANN學(xué)習(xí)完成之后，系統(tǒng)的輸出z(t)即為總諧波電流。
2）檢測(cè)奇次諧波電流取sinωt，cosωt以及
sin(2k＋1)ωt，cos(2k＋1)ωt(32k＋1n，k為
正整數(shù))等作為參考輸入，ANN學(xué)習(xí)完成之后i2k＋1=w(2k＋1)s
評(píng)論