新聞中心

EEPW首頁 > 電源與新能源 > 設計應用 > 基于載波移相的級聯(lián)多電平并網(wǎng)逆變器研究

基于載波移相的級聯(lián)多電平并網(wǎng)逆變器研究

作者: 時間:2012-07-27 來源:網(wǎng)絡 收藏

摘要:隨著新能源技術的發(fā)展,高性能的已成為熱點。分析了H橋級聯(lián)的拓撲結(jié)構及移相技術的原理,提出一種DSP+CPLD實現(xiàn)移相的方法,將該方法應用于H橋級聯(lián)多系統(tǒng)中,并通過仿真和實驗證明了該方法的可行性,以及系統(tǒng)具有電流諧波含量低,開關器件等效開關頻率高,低壓開關器件實現(xiàn)高壓輸出的優(yōu)點。
關鍵詞:逆變器;移相;并網(wǎng)

1 引言
隨著人們對新能源發(fā)電的重視,并網(wǎng)逆變器的備受關注。傳統(tǒng)的全橋逆變器應用于高壓大功率場合時,常采用功率器件串并聯(lián)的方式來實現(xiàn)高壓大電流輸出,但該方法要求串并聯(lián)的功率器件同時關斷和開通,在實際設計時較難實現(xiàn)。也可采用低壓小功率逆變器通過多重化技術和升壓變壓器實現(xiàn)高壓大功率輸出,但這樣會導致系統(tǒng)體積大,成本高,可靠性下降,能量傳輸效率下降。采用級聯(lián)多技術能使低壓功率器件應用于高壓大功率場合,輸出電壓足夠高,無需升壓變壓器而直接實現(xiàn)高壓大功率輸出。在此將載波移相技術應用于H橋級聯(lián)多拓撲結(jié)構,與傳統(tǒng)的PWM控制策略相比,能在較低的開關頻率下實現(xiàn)高的等效開關頻率,具有諧波特性較好和開關損耗低的特點,特別適用于多電平大功率場合,具有較廣闊的應用前景。
設計中選用的DSP(TMS320F2812)的獨立定時器個數(shù)不能滿足要求,因此采用DSP和CPLD相結(jié)合的方式,產(chǎn)生12路PWM控制信號,實現(xiàn)單相7電平輸出;整個系統(tǒng)采用電流閉環(huán)PI控制,并用實驗驗證了該系統(tǒng)的可行性。

2 工作原理
整個系統(tǒng)樣機的主電路拓撲結(jié)構如圖1所示,主電路由3個H橋級聯(lián)而成。

本文引用地址:http://butianyuan.cn/article/176651.htm

a.JPG


2.1 主電路拓撲及控制策略
圖2示出并網(wǎng)逆變器的主電路拓撲。各H橋單元均采用相同電壓的直流電壓源、較低開關頻率的SPWM策略、相同的調(diào)制信號、相同的載波比和調(diào)制比;不同的是每個H橋單元的載波依次錯開一定的角度,因此,逆變器輸出的是一個階梯波,更接近于正弦波,能有效消除輸出諧波。

b.JPG


設單相逆變器系統(tǒng)主電路由N個H橋單元組成,采用雙極性三角載波移相SPWM控制策略,則一個H橋的輸出電壓表達式為:
c.JPG
由式(1)和式(2)可知,uo的最大諧波集中在2N倍的載波頻率附近,輸出電壓提高N倍,等效開關頻率提高2N倍。
圖3以3個H橋級聯(lián)為例,一個H橋單元左右橋臂的三角載波信號相差π,則每個H橋比前一個H橋的三角載波信號滯后π/N。 圖3中載波信號1~6分別與圖2中的H1左橋臂、H2左橋臂、H3左橋臂、H1右橋臂、H2右橋臂、H3右橋臂相對應。以H1為例分析,在t0~t1時段內(nèi),VT12和VT14導通,H1處于旁路狀態(tài),輸出為0;在t1~t2時段內(nèi),VT11和VT14導通,H1輸出為E;在t2~t3時段內(nèi),VT11和VT13導通,H1處于旁路狀態(tài),輸出為0;在t3~t4時段內(nèi),VT12和VT14導通,H1處于旁路狀態(tài),輸出為0;在t4~t5時段內(nèi),VT12和VT13導通,H1輸出為-E;在t5~t6時段內(nèi),VT11和VT13導通,H1處于旁路狀態(tài),輸出為0;因此H1輸出為E,0,-E3種狀態(tài)。同樣H2和H3輸出亦為E,0,-E 3種狀態(tài)。Ho是H1,H2和H3輸出之和,即有圖3所示的3E,2E,E,0,-E,-2E,-3E 7種電平狀態(tài)。

d.JPG


2.2 DSP+CPLD實現(xiàn)載波移相
3個H橋級聯(lián)需要6個相位依次相差π/3的三角載波,而TMS320F2812上只有4個獨立的定時計數(shù)器,不能實現(xiàn)輸出6列載波信號。因此需要
采用DSP+CPLD相結(jié)合的方法來實現(xiàn)。如圖4所示,定時計數(shù)比較器由6個計數(shù)器和6個比較器組成,計數(shù)器由時鐘分頻器提供時鐘信號,6個計數(shù)器進行雙向增減模式計數(shù),分別產(chǎn)生在時間上錯開T/6(T為計數(shù)器的周期)的6列三角載波信號,如圖3中載波信號1~6所示。

e.JPG


DSP輸出的脈寬比較值數(shù)據(jù)先由數(shù)據(jù)鎖存器進行鎖存,數(shù)據(jù)送到定時計數(shù)比較器中進行死區(qū)處理,之后6個比較器將計數(shù)器的值與脈寬比較值進行實時比較,輸出12路PWM波形。每個計數(shù)器在達到計數(shù)周期值時均會產(chǎn)生中斷信號,該中斷信號通過一定時間的延時可直接送到DSP
的捕獲口,而保護信號與CPLD實時通信,無延時,實現(xiàn)DSP與CPLD協(xié)同工作。由于載波移相調(diào)制方法各個載波依次錯開T/6時間,故該6個中斷信號不會有時間上的重疊,因而不會造成中斷信號沖突。DSP響應外部中斷后進入中斷子程序進行A/D采樣和相應的脈寬比較值計算,再將這些數(shù)據(jù)送到CPLD。如此循環(huán),實現(xiàn)12路帶死區(qū)的PWM控制信號的輸出。
2.3 并網(wǎng)電流控制策略
并網(wǎng)逆變器選擇電流閉環(huán)控制,只需要控制逆變器,使其輸出的電流跟蹤電網(wǎng)電壓相位就能實現(xiàn)并網(wǎng)運行,因此控制系統(tǒng)的結(jié)構和算法實現(xiàn)相對簡單,控制系統(tǒng)穩(wěn)定性好。電流環(huán)的數(shù)學模型如圖5所示。

f.JPG


由圖5可得系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為:
f.JPG
式中:Udc為直流側(cè)電壓;Ip為交流側(cè)電流的峰值;ω為交流電流的角頻率;△Im為諧波電流脈動最大允許值;Up為電網(wǎng)電壓的峰值。

3 仿真與實驗結(jié)果
在Matlab的Simulink環(huán)境下進行仿真,參數(shù)設置為:直流側(cè)電壓450 V,并網(wǎng)電流峰值5 A,頻率50 Hz,采樣頻率7.5 kHz,濾波電感7.5 mH,對級聯(lián)7電平并網(wǎng)進行仿真。
由仿真可知,級聯(lián)7電平并網(wǎng)輸出電壓和電流波形更加接近于正弦波,THD分別為20.93%和1.1%;逆變器輸出電壓最大諧波集中在45 kHz附近,與理論分析相符合。
在理論分析和仿真基礎上,建立了單相級聯(lián)7電平并網(wǎng)逆變器實驗系統(tǒng),系統(tǒng)由主電路、電流電壓檢測電路、DSP控制單元、CPLD的12路PWM發(fā)生單元、驅(qū)動保護電路和并網(wǎng)電感等組成;主電路采用3個H橋組成單相級聯(lián)并網(wǎng)逆變器,可實現(xiàn)7電平輸出。實驗參數(shù):電網(wǎng)相電壓220 V,頻率50 Hz;每個H橋單元直流側(cè)電壓150 V,濾波電感7.5 mH,開關頻率7.5 kHz,PI調(diào)節(jié)器參數(shù)為Kp=0.09,KI=0.14。

h.JPG


圖6a為穩(wěn)態(tài)工作時逆變器輸出7電平電壓波形;圖6b表明系統(tǒng)具有較好的穩(wěn)態(tài)性能;當并網(wǎng)電流(峰值)由2.5 A到5 A突變時,系統(tǒng)的動態(tài)響應波形如圖6c所示;電流的響應速度快,無沖擊電流,證明該系統(tǒng)具有較好的動態(tài)響應性能。

4 結(jié)論
仿真和實驗結(jié)果表明,將載波移相技術應用于級聯(lián)多電平并網(wǎng)逆變器,能實現(xiàn)在較低的器件開關頻率下輸出電流電壓的諧波含量低,系統(tǒng)暫穩(wěn)態(tài)性能良好,等效開關頻率高,降低了開關損耗,因此這種并網(wǎng)逆變器在高壓大功率逆變器領域具有較好的應用前景。



評論


相關推薦

技術專區(qū)

關閉